home *** CD-ROM | disk | FTP | other *** search
/ InfoMagic Standards 1994 January / InfoMagic Standards - January 1994.iso / ccitt / 1988 / troff / 3_5_08.tro < prev    next >
Text File  |  1991-12-12  |  76KB  |  2,757 lines
  1. .rs
  2. .\" Troff code generated by TPS Convert from ITU Original Files
  3. .\"                 Not Copyright ( c) 1991 
  4. .\"
  5. .\" Assumes tbl, eqn, MS macros, and lots of luck.
  6. .TA 1c 2c 3c 4c 5c 6c 7c 8c
  7. .ds CH
  8. .ds CF
  9. .EQ
  10. delim @@
  11. .EN
  12. .nr LL 40.5P
  13. .nr ll 40.5P
  14. .nr HM 3P
  15. .nr FM 6P
  16. .nr PO 4P
  17. .nr PD 9p
  18. .po 4P
  19.  
  20. .rs
  21. \v | 5i'
  22. .ce 1000
  23. APPENDIX\ VI
  24. .ce 0
  25. .ce 1000
  26. (to Recommendation G.961)
  27. .sp 9p
  28. .RT
  29. .ce 0
  30. .ce 1000
  31. \fBBasic access transmission system using SU32 line code\fR 
  32. .sp 1P
  33. .RT
  34. .ce 0
  35. .LP
  36. VI.0
  37.     \fIGeneral\fR 
  38. .sp 1P
  39. .RT
  40. .PP
  41. The SU32 standard will support the full duplex, transparent
  42. transmission of two 64\ kbit/s B\ channels and one 16\ kbit/s D\ channel over
  43. symmetric pair cables using echo cancelling techniques. In addition to
  44. transparent 2B\ +\ D transmission, 5.3\ kbit/s capacity is provided for an
  45. Auxiliary channel supporting data CRC, control, supervisory and maintenance
  46. functions. The bit stream is encoded for transmision using a high performance 
  47. ternary SU32 (substitutional 3B2T) conditional block code, filtered and 
  48. transmitted to line at a baud rate of 108\ kbauds. An orthogonal timing 
  49. signal is superimposed on the line code for symbol sampling; which does 
  50. not compromise either the line code efficiency or performance. A unique 
  51. synchronisation word is used to achieve frame synchronisation. Fast and 
  52. reliable activation is 
  53. ensured by means of a binary handshake procedure, for separate training of
  54. canceller and equaliser.
  55. .RT
  56. .sp 2P
  57. .LP
  58. VI.1
  59.     \fILine code\fR 
  60. .sp 1P
  61. .RT
  62. .PP
  63. The binary data is encoded into a ternary form using the SU32 line code. 
  64. This is based on the fixed and unconditional 3B2T line code and modified 
  65. as follows. Each binary triplet is converted to a ternary duplet and is 
  66. transmitted unless it is identical to the previously transmitted duplet. If
  67. current and previous duplets are identical, then the un\(hyused code word 
  68. \*Q00\*U is transmitted in its place. The SU32 coding rule is shown in 
  69. Table\ VI\(hy1/G.961. In this Table, the left most bit is the first into 
  70. the encoder and the left most symbol the first out of the encoder. 
  71. .RT
  72. .ce
  73. \fBH.T. [T35.961]\fR 
  74. .ce
  75. TABLE\ VI\(hy1/G.961
  76. .ce
  77. \fBSU32 coding (substitutional 3B2T)\fR 
  78. .ps 9
  79. .vs 11
  80. .nr VS 11
  81. .nr PS 9
  82. .TS
  83. center box;
  84. cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) .
  85. Binary I/P    Ternary O/P    Binary I/P    Ternary O/P
  86. _
  87. .T&
  88. cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) .
  89. 000    \(em\(em    100    \ 0\(em
  90. .T&
  91. cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) .
  92. 001    \(em0\     101    +\(em
  93. .T&
  94. cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) .
  95. 010    \(em+    110    +0\ 
  96. .T&
  97. cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) | cw(42p) .
  98. 011    \ 0+    111    ++  
  99. _
  100. .TE
  101. .nr PS 9
  102. .RT
  103. .ad r
  104. \fBTableau VI\(hy1/G.961 [T35.961], p.\fR 
  105. .sp 1P
  106. .RT
  107. .ad b
  108. .RT
  109. .sp 1P
  110. .LP
  111.     \fIDecoding\fR 
  112. .sp 9p
  113. .RT
  114. .PP
  115. Decoding of the received signal is the inverse of the coding
  116. process.
  117. .RT
  118. .sp 1P
  119. .LP
  120.     \fITolerance to line polarity inversion\fR 
  121. .sp 9p
  122. .RT
  123. .PP
  124. The code is symmetric so that inversion of the ternary data results in 
  125. an inversion of the decoded binary data. Thus polarity correction due to 
  126. cable inversion can be applied either to scrambled or unscrambled binary 
  127. data, or to ternary data. Both transmitted and received polarity correction 
  128. is 
  129. performed at the NT1.
  130. .RT
  131. .sp 2P
  132. .LP
  133. VI.2
  134.     \fISymbol rate\fR 
  135. .sp 1P
  136. .RT
  137. .PP
  138. The symbol rate is determined by the line code, the bit rate of the information 
  139. stream and the frame structure. The symbol rate is 108\ kbauds. 
  140. .RT
  141. .sp 2P
  142. .LP
  143. VI.2.1\ \ \fIClock tolerance\fR 
  144. .sp 1P
  145. .RT
  146. .sp 1P
  147. .LP
  148. VI.2.1.1\ \ \fINT1 free running clock accuracy\fR 
  149. .sp 9p
  150. .RT
  151. .PP
  152. The tolerance of the NT free running clock shall be \(+- | 92\ ppm.
  153. .bp
  154. .RT
  155. .sp 1P
  156. .LP
  157. VI.2.1.2\ \ \fITolerance of the free running clock in the LT\fR 
  158. .sp 9p
  159. .RT
  160. .PP
  161. The free running clock in the LT will be phase locked to the
  162. exchange clock having a frequency tolerance of \(+- | 0\ ppm thus permitting
  163. operation with any equipment meeting Recommendation\ G.703.
  164. .RT
  165. .sp 2P
  166. .LP
  167. VI.3
  168.     \fIFrame structure\fR 
  169. .sp 1P
  170. .RT
  171. .PP
  172. There are two states of operation of the transmission system,
  173. steady state and training state. The frame structure covered in this section 
  174. is for the steady state (information transfer). 
  175. .PP
  176. The B1, B2, D and CL channels map directly from binary bits through
  177. the scrambler into the ternary frame structure. The SU32 code table is 
  178. designed to exclude certain uniquely identifiable code sequences, which 
  179. are exploited 
  180. for synchronisation purposes.
  181. .RT
  182. .sp 1P
  183. .LP
  184.     \fIMultiframe: Multiframe word and location\fR 
  185. .sp 9p
  186. .RT
  187. .PP
  188. The 12 ms multiframe is identified every 16th 3/4 ms frame by
  189. replacing the CRC data symbol (No.\ 79) with a ternary \*Q0\*U. In all 
  190. other frames, this symbol is binary valued. This, combined with the frame 
  191. synchronisation 
  192. word preceding it, uniquely identifies the position of the start of the
  193. superframe.
  194. .RT
  195. .sp 1P
  196. .LP
  197.     \fIMultiframe Format\fR 
  198. .sp 9p
  199. .RT
  200. .PP
  201. A multiframe consists of sixteen 81\(hyternary\(hysymbol 0.75 ms
  202. frames.
  203. .RT
  204. .LP
  205. .sp 2
  206. .LP
  207. \v'6p'
  208. 6 frames of 2B + D
  209. \v'6p'
  210. Frame word
  211. \v'6p'
  212. CRC\d1\u\v'6p'
  213. CL\(hychannel\d1\u6 frames of 2B + D
  214. Frame word
  215. CRC\d2\uCL\(hychannel\d2\u6 frames of 2B + D
  216. Frame word
  217. CRC\d3\uCL\(hychannel\d3\u
  218. .LP
  219. 6 frames of 2B + D
  220. Frame word
  221. CRC\d4\uCL\(hychannel\d4\u6 frames of 2B + D
  222. Frame word
  223. CRC\d5\uCL\(hychannel\d5\u6 frames of 2B + D
  224. Frame word
  225. CRC\d6\uCL\(hychannel\d6\u
  226. .LP
  227. 6 frames of 2B + D
  228. Frame word
  229. CRC\d7\uCL\(hychannel\d7\u6 frames of 2B + D
  230. Frame word
  231. CRC\d8\uCL\(hychannel\d8\u6 frames of 2B + D
  232. Frame word
  233. CRC\d9\uCL\(hychannel\d1\u
  234. .LP
  235. 6 frames of 2B + D
  236. Frame word
  237. CRC\d1\\d0\uCL\(hychannel\d2\u6 frames of 2B + D
  238. Frame word
  239. CRC\d1\\d1\uCL\(hychannel\d3\u6 frames of 2B + D
  240. Frame word
  241. CRC\d1\\d2\uCL\(hychannel\d4\u
  242. .LP
  243. 6 frames of 2B + D
  244. Frame word
  245. CRC\d1\\d3\uCL\(hychannel\d5\u6 frames of 2B + D
  246. Frame word
  247. CRC\d1\\d4\uCL\(hychannel\d6\u6 frames of 2B + D
  248. Frame word
  249. CRC\d1\\d5\uCL\(hychannel\d7\u6 frames of 2B + D
  250. Frame word
  251. \*Q0\*U
  252. CL\(hychannel\d8\u
  253. .PP
  254. 1\ 
  255. \ 72,\ 73 . |  |  78 . |  |  79 . |  |  80 
  256. \ 81
  257. <--------------------
  258. 750 \(*m sec transmission frame
  259. -------------------->
  260. \fB12 ms multiframe structure\fR \fINote\fR \ \(em\ B1, B2, D and CL channel 
  261. data is scrambled. CRC data and frame words are not scrambled. 
  262. .bp
  263. .sp 1P
  264. .LP
  265. VI.3.1\ \ \fIFrame length\fR 
  266. .sp 9p
  267. .RT
  268. .PP
  269. There are 6 (2B\ +\ D) slots in each 3/4 ms 81 symbol frame.
  270. .RT
  271. .sp 1P
  272. .LP
  273. VI.3.2\ \ \fIBinary bit allocation in direction LT to NT\fR 
  274. .sp 9p
  275. .RT
  276. .PP
  277. The following binary bit ordering is applied before
  278. scrambling.
  279. .RT
  280. .ce
  281. \fBH.T. [T36.961]\fR 
  282. .ce
  283.  
  284. .ps 9
  285. .vs 11
  286. .nr VS 11
  287. .nr PS 9
  288. .TS
  289. center box;
  290. cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) .
  291. B1 1    B1 2    B1 3    B1 4    B1 4    B1 5    B1 6    B1 7    B1 8    B2 1    B2 2    B2 3    B2 4    B2 5    B2 6    B2 7    B2 8    D 1    D 2
  292. _
  293. .T&
  294. cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) .
  295. B1 1 \fR    B1 2    B1 3 \fR    B1 4    B1 4 \fR    B1 5 \fR    B1 6    B1 7 \fR    B1 8 \fR    B2 1    B2 2 \fR    B2 3 \fR    B2 4    B2 5 \fR    B2 6 \fR    B2 7 \fR    B2 8 \fR    D 1 \fR    D 2  \fR
  296. _
  297. .T&
  298. cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) .
  299. B1 1 \fR    B1 2    B1 3 \fR    B1 4    B1 4 \fR    B1 5 \fR    B1 6    B1 7 \fR    B1 8 \fR    B2 1    B2 2 \fR    B2 3 \fR    B2 4    B2 5 \fR    B2 6 \fR    B2 7 \fR    B2 8 \fR    D 1 \fR    D 2  \fR  \fR
  300. _
  301. .T&
  302. cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) .
  303. B1 1 \fR    B1 2    B1 3 \fR    B1 4    B1 4 \fR    B1 5 \fR    B1 6    B1 7 \fR    B1 8 \fR    B2 1    B2 2 \fR    B2 3 \fR    B2 4    B2 5 \fR    B2 6 \fR    B2 7 \fR    B2 8 \fR    D 1 \fR    D 2  \fR  \fR
  304. _
  305. .T&
  306. cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) .
  307. B1 1 \fR    B1 2    B1 3 \fR    B1 4    B1 4 \fR    B1 5 \fR    B1 6    B1 7 \fR    B1 8 \fR    B2 1    B2 2 \fR    B2 3 \fR    B2 4    B2 5 \fR    B2 6 \fR    B2 7 \fR    B2 8 \fR    D 1 \fR    D 2  \fR  \fR
  308. _
  309. .T&
  310. cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) .
  311. B1 1 \fR    B1 2    B1 3 \fR    B1 4    B1 4 \fR    B1 5 \fR    B1 6    B1 7 \fR    B1 8 \fR    B2 1    B2 2 \fR    B2 3 \fR    B2 4    B2 5 \fR    B2 6 \fR    B2 7 \fR    B2 8 \fR    D 1 \fR    D 2
  312. _
  313. .TE
  314. .nr PS 9
  315. .RT
  316. .ad r
  317. \fBTableau [T36.961], p.\fR 
  318. .sp 1P
  319. .RT
  320. .ad b
  321. .RT
  322. .PP
  323. The binary data is scrambled as defined in \(sc\ VI.9 and ternary
  324. encoded. It is then multiplexed into the following frame format.
  325. .ce
  326. \fBH.T. [T37.961]\fR 
  327. .ce
  328.  
  329. .ps 9
  330. .vs 11
  331. .nr VS 11
  332. .nr PS 9
  333. .TS
  334. center box;
  335. cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) .
  336. T 1    T 2    T 3    T 4    T 5    T 6    T 7    T 8    T 9    T 1 0    T 1 1    T 1 2
  337. _
  338. .T&
  339. cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) .
  340. T 1 3    T 1 4    T 1 5    T 1 6\fR    T 1 7    T 1 8    T 1 9    T 2 0    T 2 1    T 2 2    T 2 3    T 2 4
  341. _
  342. .T&
  343. cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) .
  344. T 2 5    T 2 6    T 2 7    T 2 8\fR    T 2 9    T 3 0    T 3 1    T 3 2    T 3 3    T 3 4    T 3 5    T 3 6
  345. _
  346. .T&
  347. cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) .
  348. T 3 7    T 3 8    T 3 9    T 4 0\fR    T 4 1    T 4 2    T 4 3    T 4 4    T 4 5    T 4 6    T 4 7    T 4 8
  349. _
  350. .T&
  351. cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) .
  352. T 4 9    T 5 0    T 5 1    T 5 2\fR    T 5 3    T 5 4    T 5 5    T 5 6    T 5 7    T 5 8    T 5 9    T 6 0
  353. _
  354. .T&
  355. cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) | cw(18p) .
  356. T 6 1    T 6 2    T 6 3    T 6 4\fR    T 6 5    T 6 6    T 6 7    T 6 8    T 6 9    T 7 0    T 7 1    T 7 2
  357. _
  358. .TE
  359. .nr PS 9
  360. .RT
  361. .ad r
  362. \fBTableau [T37.961], p.\fR 
  363. .sp 1P
  364. .RT
  365. .ad b
  366. .RT
  367. .sp 1P
  368. .LP
  369. VI.3.3\ \ \fIBinary bit allocation in direction NT1 to LT\fR 
  370. .sp 9p
  371. .RT
  372. .PP
  373. The frame structure and order of bits in the NT1 to LT direction is to 
  374. identical that used in the LT to NT1 direction specified in \(sc\ VI.3.2 
  375. above.
  376. .RT
  377. .sp 2P
  378. .LP
  379. VI.4
  380.     \fIFrame word\fR 
  381. .sp 1P
  382. .RT
  383. .PP
  384. The frame word of six ternary zeros terminated by the binary
  385. CRC\d1\\d5\ubit (as illustrated in the above Table) is used to define the 
  386. 0.75\ ms frame 
  387. boundaries. Note that once every superframe a ternary zero is substituted 
  388. for the binary CRC check bit. This frame word is unique and cannot be emulated 
  389. by any 2B\ +\ D data pattern. 
  390. .PP
  391. The frame word specified above is the same in both directions of
  392. transmission.
  393. .bp
  394. .RT
  395. .sp 2P
  396. .LP
  397. VI.5
  398.     \fIFrame alignment procedure\fR 
  399. .sp 1P
  400. .RT
  401. .PP
  402. The frame alignment function is specified in the Activation
  403. sequence. 2B\ +\ D transmission cannot commence unless frame alignment 
  404. has been achieved. Initial frame alignment is considered to have been achieved 
  405. when the cumulative total of correct versus incorrectly received 7\(hybit 
  406. frame words 
  407. exceeds\ 4. In steady state operation, this cumulative count is maintained 
  408. but limited to a maximum of\ 64. Frame alignment loss is flagged if this 
  409. cumulative total falls below two. 
  410. .RT
  411. .sp 2P
  412. .LP
  413. VI.6
  414.     \fIMultiframe\fR 
  415. .sp 1P
  416. .RT
  417. .PP
  418. The multiframe structure has been described in the frame structure, \(sc\ 
  419. VI.3 of this Appendix. 
  420. .RT
  421. .sp 2P
  422. .LP
  423. VI.7
  424.     \fIFrame offset between LT\(hyNT1 and NT1\(hyLT frames\fR 
  425. .sp 1P
  426. .RT
  427. .PP
  428. No specific phase requirements are necessary between frames in the LT\(hyNT1 
  429. and NT1\(hyLT directions. 
  430. .RT
  431. .sp 2P
  432. .LP
  433. VI.8
  434.     \fICL channel\fR 
  435. .sp 1P
  436. .RT
  437. .PP
  438. An embedded protected operations channel (EPOC) of 4\ kbit/s is
  439. partially allocated to supervisory and maintenance functions. Significant 
  440. spare capacity and undefined bits remain for both future allocation of 
  441. messages as 
  442. well as specific national requirements.
  443. .PP
  444. This channel is protected by a 6\(hybit CRC check and compelled protocol 
  445. which provides that all messages are repeated every 6\ ms. 
  446. .RT
  447. .sp 1P
  448. .LP
  449. VI.8.1\ \ \fIBit rate\fR 
  450. .sp 9p
  451. .RT
  452. .PP
  453. Twenty\(hyfour bits per 6 ms multiframe (4 kbit/s) are allocated to an 
  454. embedded protected operations channel (EPOC). This supports supervisory 
  455. and 
  456. maintenance functions between the network and the NT1 and includes spare
  457. capacity for user defined functions. Additionally a further 1.33\ kbit/s is
  458. allocated to provide an error detecting CRC15 and 12\ ms framing to the
  459. CL\ channel.
  460. .RT
  461. .sp 1P
  462. .LP
  463. VI.8.2\ \ \fIStructure\fR 
  464. .sp 9p
  465. .RT
  466. .PP
  467. Within each 12 frame, the operations channel sends two consecutive messages 
  468. of 24\ bits. Each 24\ bit message comprises: 
  469. .RT
  470. .LP
  471.     \(em
  472.     1\ bit
  473.     Ready for data/data valid (R).
  474. .LP
  475.     \(em
  476.     5\(hybit
  477.     Maintenance channel (M).
  478. .LP
  479.     \(em
  480.     9\(hybit
  481.     Supervisory channel (S).
  482. .LP
  483.     \(em
  484.     3
  485.     Unassigned bits (500 bit/s subsidiary channel).
  486. .LP
  487.     \(em
  488.     6\(hybit
  489.     Cyclic redundancy check field (CRC).
  490. .PP
  491. The structure of the CL channel is as follows:
  492. .LP
  493. .sp 2
  494. .ce
  495. \fBH.T. [T38.961]\fR 
  496. .ce
  497.  
  498. .ps 9
  499. .vs 11
  500. .nr VS 11
  501. .nr PS 9
  502. .ce
  503. Unable to convert table
  504. .nr PS 9
  505. .RT
  506. .ad r
  507. \fBTableau [T38.961], p.3\fR 
  508. .sp 1P
  509. .RT
  510. .ad b
  511. .RT
  512. .LP
  513. .sp 2
  514. .bp
  515. .sp 1P
  516. .LP
  517. VI.8.2.1\ \ \fIMaintenance messages\fR 
  518. .sp 9p
  519. .RT
  520. .PP
  521. In the ET to NT1 direction 9 of the 32 possible command messages
  522. are allocated. An identical message is returned in the NT1 to ET direction 
  523. as an acknowledgement. 
  524. .RT
  525. .LP
  526. \fIET to NT1 maintenance message codes\fR No.
  527. Message
  528. 5\(hybit code
  529. M1
  530. M2
  531. M3
  532. M4
  533. M5
  534. .LP
  535. 1
  536. No loopback (null message)/remove loopback
  537. 1
  538. 1
  539. 1
  540. 1
  541. 1
  542. 2
  543. Provide loopback B1 at NT1
  544. 1
  545. 1
  546. 0
  547. 1
  548. 1
  549. .LP
  550. 3
  551. Provide loopback B2 at NT1
  552. 1
  553. 0
  554. 1
  555. 1
  556. 1
  557. 4
  558. Provide loopback B1 + B2 at NT1
  559. 1
  560. 0
  561. 0
  562. 1
  563. 1
  564. .LP
  565. 5
  566. Provide loopback B1 + B2 + D at NT1
  567. 1
  568. 0
  569. 0
  570. 0
  571. 1
  572. 6
  573. Provide loopback B1 at regenerator
  574. 0
  575. 0
  576. 1
  577. 1
  578. 1
  579. .LP
  580. 7
  581. Provide loopback B2 at regenerator
  582. 0
  583. 1
  584. 0
  585. 1
  586. 1
  587. 8
  588. Provide loopback B1 + B2 at regenerator
  589. 0
  590. 1
  591. 1
  592. 1
  593. 1
  594. .LP
  595. 9
  596. Provide loopback B1 + B2 + D loopback at regenerator
  597. 0
  598. 1
  599. 1
  600. 0
  601. 1
  602. .sp 1P
  603. .LP
  604.     \fISupervisory sub\(hychannel message formats\fR 
  605. .sp 9p
  606. .RT
  607. .PP
  608. A 9\(hybit field is available in each direction of transmission to
  609. allow supervisory information to be provided. This contains an 8\(hybit
  610. data/address field and a one\(hybit flag used to indicate whether or not 
  611. the 8\(hybit field contains valid data. 
  612. .RT
  613. .LP
  614. \fIET to NT1 supervisory message command codes\fR 
  615. .LP
  616. No
  617. Supervisory message and destination
  618. S\(hyinterface
  619. \ 1
  620. No supervisory information requested
  621. 1\ 1111\ 1111
  622. \ 2
  623. ET AGC value
  624. 0\ 0000\ 0100
  625. \ 3
  626. ET eye closure
  627. 0\ 0000\ 0101
  628. .LP
  629. \ 4
  630. ET eye height
  631. 0\ 0000\ 0110
  632. \ 5
  633. ET CRC error count
  634. 0\ 0000\ 0111
  635. \ 6
  636. NT1 AGC value
  637. 0\ 0001\ 0000
  638. \ 7
  639. NT1 Eye closure
  640. 0\ 0001\ 0001
  641. .LP
  642. \ 8
  643. NT1 Eye height
  644. 0\ 0001\ 0010
  645. \ 9
  646. NT1 CRC error count
  647. 0\ 0001\ 0011
  648. 11
  649. Regenerator LT\(hyside receiver AGC
  650. 0\ 0000\ 1000
  651. 12
  652. Regenerator LT\(hyside receiver Eye closure
  653. 0\ 0000\ 1001
  654. .LP
  655. 13
  656. Regenerator LT\(hyside receiver Eye height
  657. 0\ 0000\ 1010
  658. 14
  659. Regenerator LT\(hyside receiver CRC count
  660. 0\ 0000\ 1011
  661. 15
  662. Regenerator NT1\(hyside receiver AGC
  663. 0\ 0000\ 1100
  664. 16
  665. Regenerator NT1\(hyside receiver Eye closure
  666. 0\ 0000\ 1101
  667. .LP
  668. 17
  669. Regenerator NT1\(hyside receiver Eye height
  670. 0\ 0000\ 1110
  671. 18
  672. Regenerator NT1\(hyside CRC count
  673. 0\ 0000\ 1111
  674. .bp
  675. .sp 1P
  676. .LP
  677. VI.8.3\ \ \fIProtocols and procedures\fR 
  678. .sp 9p
  679. .RT
  680. .PP
  681. The maintenance channel is used to set loop backs from the LT. When a maintenance 
  682. message has been received free from error and implemented, the 
  683. same message is echoed back from the NT1 to the LT.
  684. .PP
  685. The supervisory channel is designed to be used as a compelled system, with 
  686. a command sent by the LT end until the expected response is received. A 
  687. delimiting idle message of nine ONEs is employed. All valid messages and
  688. responses set the first bit of the 9\ supervisory bits to a ONE. An 8\ 
  689. bit word can therefore be securely passed across this channel. An example 
  690. use of the 
  691. supervision channel is for reporting eye closure information from the NT1 to
  692. the\ LT.
  693. .RT
  694. .sp 1P
  695. .LP
  696. VI.8.4\ \ \fICL channel performance\fR 
  697. .sp 9p
  698. .RT
  699. .PP
  700. With a mean 144 kbit/s error rate of 1 in 1000, characterised by a mean 
  701. error burst size of\ 10, the following performance will be 
  702. achieved:
  703. .RT
  704. .LP
  705.     a)
  706.     99.8% of all messages will be conveyed within 6 ms.
  707. .LP
  708.     b)
  709.     No more than one message per hour shall be conveyed in more
  710. than 18\ ms.
  711. .LP
  712.     c)
  713.     The mean erroneous error message rate is less than one per
  714. hour with a maximum time to correction of 18\ ms.
  715. .sp 2P
  716. .LP
  717. VI.9
  718.     \fIScrambling\fR 
  719. .sp 1P
  720. .RT
  721. .PP
  722. B1, B2, D and C channel binary data is scrambled as
  723. follows:
  724. .RT
  725. .LP
  726.     a)
  727.     NT to LT scrambler polynomial
  728. \v'6p'
  729. .sp 1P
  730. .ce 1000
  731. 1 
  732. \o'\(ci+' \fIx\fR \uD\dlF261\u1\d\u8\d 
  733. \o'\(ci+' \fIx\fR \uD\dlF261\u2\d\u3\d (where 
  734. \o'\(ci+' denotes exclusive OR)
  735. .ce 0
  736. .sp 1P
  737. .LP
  738. .sp 1
  739.     b)
  740.     LT to NT scrambler polynomial
  741. \v'6p'
  742. .sp 1P
  743. .ce 1000
  744. 1 
  745. \o'\(ci+' \fIx\fR \uD\dlF261\u5\d 
  746. \o'\(ci+' \fIx\fR \uD\dlF261\u2\d\u3\d
  747. .ce 0
  748. .sp 1P
  749. .sp 2P
  750. .LP
  751. .sp 1
  752. VI.10\ \ 
  753. \fIActivation/deactivation\fR 
  754. .sp 1P
  755. .RT
  756. .sp 1P
  757. .LP
  758. VI.10.1\ \ \fISignals used for activation\fR 
  759. .sp 9p
  760. .RT
  761. .PP
  762. Figure VI\(hy1/G.961 illustrates the activation sequence initiated by the 
  763. ET in terms of function elements (FE) and INFO's. 
  764. .RT
  765. .PP
  766. Figure VI\(hy2/G.961 illustrates the activation sequence initiated
  767. by the user in terms of function elements (FE) and INFO's.
  768. .LP
  769. .rs
  770. .sp 10P
  771. .LP
  772. .bp
  773. .LP
  774. .rs
  775. .sp 47P
  776. .ad r
  777. \fBFigure VI\(hy1/G.961, (N), p.4\fR 
  778. .sp 1P
  779. .RT
  780. .ad b
  781. .RT
  782. .LP
  783. .bp
  784. .LP
  785. .rs
  786. .sp 47P
  787. .ad r
  788. \fBFigure VI\(hy2/G.961, (N), p.5\fR 
  789. .sp 1P
  790. .RT
  791. .ad b
  792. .RT
  793. .LP
  794. .bp
  795. .PP
  796. The definition of the function elements, LT states and NT states used in 
  797. the activation Figures and the state transition tables in this Appendix 
  798. is as follows. 
  799. .LP
  800. .sp 2
  801. .LP
  802. \fBDefinition of FE's LT's and NT's\fR Function elements (FE)
  803. FE1
  804. Activation request for the interface from the ET.
  805. FE2
  806. Line signal detected on the digital section.
  807. .LP
  808. FE3
  809. The digital section is activated (in synchronisation).
  810. FE4
  811. The user network at the T reference point is activated or a loopback
  812. is operated.
  813. FE5
  814. Deactivation request for the digital section.
  815. FE6
  816. The digital section and the interface at the T reference point has
  817. been de\(hyactivated.
  818. FE7
  819. Error indication. (Loss of synchronisation or no line signal
  820. detect).
  821. .LP
  822. NT1 states
  823. NT1
  824. The NT1 is ready for activation.
  825. NT2
  826. The NT1 is executing the digital section training sequence.
  827. NT3
  828. The NT1 is in synchronisation with the LT and the LT to NT1 digital
  829. section is capable of error free data transmission.
  830. NT4
  831. Equivalent to state NT3 plus synchronisation of the interface at
  832. the T\(hyreference point.
  833. .LP
  834. NT5
  835. The 2B + D data channel through the digital section and across the
  836. T\ reference point is fully operational.
  837. NT6
  838. The NT1 has sent an activate request to the LT and is waiting for a
  839. response.
  840. NT7
  841. The NT1 is not active but is not ready for activation.
  842. .LP
  843. LT states
  844. LT1
  845. The LT is ready for activation.
  846. LT2
  847. The LT is executing the digital section training sequence.
  848. LT3
  849. The digital section has been correctly activated and is synchronised
  850. in both directions.
  851. LT4
  852. Both the digital section and the interface at the T reference point are
  853. correctly activated and synchronised.
  854. .LP
  855. LT5
  856. The 2B + D data channel through the digital section and across the
  857. T\ reference point is fully operational.
  858. LT7
  859. The LT has ceased transmission over the digital section and is waiting for
  860. all line signals to disappear.
  861. .PP
  862. The response of the digital section to the activation request FE1 from 
  863. the ET or the activation request INFO\ 1 from the TE is to signal across 
  864. the digital section by the transmission of a quarter baud rate (27\ kHz) 
  865. wake\(hyup tone. 
  866. .PP
  867. In the NT1 to LT direction, the duration of this wake up tone shall
  868. not be less than 32\ complete cycles of the repetitive data pattern\ +\(hy\(hy+. 
  869. The 
  870. tone shall not exceed 10\ ms in duration.
  871. .PP
  872. In the LT to NT1 direction, the duration of the wake\(hyup tone shall not 
  873. be less than 32\ complete cycles of the repetitive data pattern\ +\(hy\(hy+. 
  874. The tone shall not exceed 10\ ms in duration. 
  875. .bp
  876. .RT
  877. .sp 1P
  878. .LP
  879. VI.10.2\ \ \fIDefinition of internal timers\fR 
  880. .sp 9p
  881. .RT
  882. .PP
  883. The activation procedure shall nominally take 120\ ms to the point where 
  884. error free framed transmission can commence. 
  885. .PP
  886. In the event of the activation procedure failing, or loss of
  887. synchronisation on either the interface at the T\(hyReference point or on the
  888. transmission system described herein, a timer is required in the NT to
  889. terminate operation. This timer shall not exceed 65\ ms measured from the 
  890. point of loss of synchronisation; or in the case of activation, measured 
  891. from the 
  892. time at which synchronisation should be achieved.
  893. .PP
  894. It is not essential to employ a timer for the identification of
  895. failure to activate or loss of synchronisation signalled to the LT. However,
  896. where there is no external control of the de\(hyactivation procedure applied to
  897. the two wire LT termination, a timer not exceeding 65\ ms from the time 
  898. of loss of synchronisation or as measured from the time at which activation 
  899. should have been achieved should be employed. 
  900. .RT
  901. .sp 1P
  902. .LP
  903. VI.10.3\ \ \fIActivation procedure\fR 
  904. .sp 9p
  905. .RT
  906. .PP
  907. Table VI\(hy2/G.961 shows the training sequence signals that should be 
  908. transmitted to line by the LT and NT1. At the LT, offsets are measured 
  909. in baud periods from the end of the wake\(hyup tone transmission. At the 
  910. NT1, offsets are measured in baud periods from the detection of the end 
  911. of the wake\(hyup tone. For correct operation, it is necessary that the 
  912. time from the LT completing the 
  913. wake\(hyup tone burst, to the NT1 detecting the end of wake\(hyup tone 
  914. is less than or equal to 32\ bauds. 
  915. .RT
  916. .ce
  917. \fBH.T. [T39.961]\fR 
  918. .ce
  919. TABLE\ VI\(hy2/G.961
  920. .ce
  921. \fBActivation training sequence\fR 
  922. .ps 9
  923. .vs 11
  924. .nr VS 11
  925. .nr PS 9
  926. .TS
  927. center box;
  928. cw(40p) | cw(40p) | cw(34p) | cw(40p) | cw(40p) | cw(34p) .
  929. Offset  (bauds)    Duration  (bauds)    LT timing signal     LT data     NT timing signal     NT data 
  930. _
  931. .T&
  932. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  933. \ \  |  \ 0    \ \ 64    OFF    None    OFF    None
  934. .T&
  935. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  936. \ \  |  64    \ 512    ON    None    OFF    None
  937. .T&
  938. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  939. \ \  | 76    \ 512    OFF    None    ON    None
  940. .T&
  941. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  942. \ 1 | 88    \ 512    ON    None    OFF    None 
  943. .T&
  944. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  945. \ 1 | 00    \ 512    OFF    None    ON    None
  946. .T&
  947. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  948. \ 2 | 12    4096    ON    PRBS    OFF    None 
  949. .T&
  950. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  951. \ 6 | 08    \ \ 32    ON    None    OFF    None
  952. .T&
  953. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  954. \ 6 | 40    4064    ON    None    OFF    PRBS
  955. .T&
  956. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  957. 10 | 04    (405) (Note\ 1)    ON    Ternary  (Note\ 1)    OFF    None
  958. .T&
  959. cw(40p) | cw(40p) | lw(34p) | cw(40p) | lw(40p) | cw(34p) .
  960. 10 | 09 (Note\ 1)    (405) (Note\ 2)    ON    Ternary  (Note\ 2)    OFF    Ternary (Note\ 2)
  961. .TE
  962. .LP
  963. PRBS
  964. stand for a 511\ bit pseudo\(hyrandom binary sequence generated by
  965. the polynomial (1\ 
  966. \o'\(ci+'\ \fIx\fR
  967. \uD\dlF261\u4\d\ 
  968. \o'\(ci+'\ \fIx\fR
  969. \uD\dlF261\u9\d).
  970. .LP
  971. \fINote\ 1\fR
  972. \ \(em\ The transmission of ternary data from the LT to the NT1 from this
  973. time onwards in continuous. The NT1 will not return ternary data until it has achieved synchronisation, the figure of 405 bauds and the subsequent offset
  974. to the next row is intended as a guide to the normal duration for this
  975. process.
  976. .LP
  977. \fINote\ 2\fR
  978. \ \(em\ Ternary transmission from NT1 to LT implies that error\(hyfree
  979. transmission and frame synchronisation have been achieved in the NT. Following the LT acquiring synchronisation, full duplex 2B |  |  transmission can
  980. commence.
  981. .nr PS 9
  982. .RT
  983. .ad r
  984. \fBTableau VI\(hy2/G.961 [T39.961], p\fR 
  985. .sp 1P
  986. .RT
  987. .ad b
  988. .RT
  989. .PP
  990. The conditional step between the NT1 acquiring synchronisation and returning 
  991. ternary data is included to provide a mechanism by which the optional alignment 
  992. of LT to NT1 and NT1 to LT frame words can be achieved. 
  993. .bp
  994. .sp 1P
  995. .LP
  996. VI.10.4\ \ \fIState transition table of the NT\fR 
  997. .sp 9p
  998. .RT
  999. .PP
  1000. See Table VI\(hy3/G.961.
  1001. .RT
  1002. .ce
  1003. \fBH.T. [T40.961]\fR 
  1004. .ce
  1005. TABLE\ VI\(hy3/G.961
  1006. .ce
  1007. \fBState transition table of the NT\fR 
  1008. .ps 9
  1009. .vs 11
  1010. .nr VS 11
  1011. .nr PS 9
  1012. .TS
  1013. center box;
  1014. lw(18p) | cw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1015.     State      NT1 ready for act.    NT2 training     NT3 wait for T    NT4 wait for  data valid     NT5 steady state     NT6 TE act.     NT7 pending deact.  
  1016. _
  1017. .T&
  1018. lw(18p) | cw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1019.     Signal transmitted   to TE    I0    I0    I2    I2    I4    I0    
  1020. _
  1021. .T&
  1022. cw(51p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1023. Events                            
  1024. _
  1025. .T&
  1026. lw(18p) | lw(33p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1027. Source    Event                            
  1028. .T&
  1029. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1030. LT    Activate indication [FE1]    NT2    \(em    \(em    \(em    \(em    NT2    \(em
  1031. .T&
  1032. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1033. NT1    In synch. [FE3]    /    NT3    \(em    \(em    \(em    /    \(em
  1034. .T&
  1035. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1036. TE    INFO 3    /    /    NT4    \(em    \(em    /    \(em
  1037. .T&
  1038. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1039. NT1    Data valid    /    /    /    NT5    \(em    /    \(em
  1040. .T&
  1041. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1042. TE    Activate indication INFO 1    NT6    /    /    /    /    /    \(em 
  1043. .T&
  1044. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1045. NT1    Loss of synch. [FE3]    \(em    NT7    NT7    NT7    NT7    \(em    \(em
  1046. .T&
  1047. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) .
  1048. NT1    No line sig. detect on DS    \(em    \(em    \(em    \(em    \(em    \(em    NT1
  1049. .TE
  1050. .LP
  1051. \(em
  1052. No change 
  1053. .LP
  1054. /
  1055. Impossible
  1056. .LP
  1057. [ | 
  1058. Remote source event
  1059. .LP
  1060. DS
  1061. Digital system 
  1062. .nr PS 9
  1063. .RT
  1064. .ad r
  1065. \fBTableau VI\(hy3/G.961 [T40.961], p.\fR 
  1066. .sp 1P
  1067. .RT
  1068. .ad b
  1069. .RT
  1070. .LP
  1071. .sp 12
  1072. .bp
  1073. .sp 1P
  1074. .LP
  1075. VI.10.5\ \ \fIState transition table of the LT\fR 
  1076. .sp 9p
  1077. .RT
  1078. .PP
  1079. See Table VI\(hy4/G.961.
  1080. .RT
  1081. .ce
  1082. \fBH.T. [T41.961]\fR 
  1083. .ce
  1084. TABLE\ VI\(hy4/G.961
  1085. .ce
  1086. \fBState transition table of the LT 
  1087. .ps 9
  1088. .vs 11
  1089. .nr VS 11
  1090. .nr PS 9
  1091. .TS
  1092. center box;
  1093. lw(18p) | cw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(21p) .
  1094.     State       LT1 Ready  for act.    LT2 Training    LT3 Dig. sect. active    LT4 T\(hyref in synch.    LT5 Steady state    LT7 Pending deact.      
  1095. _
  1096. .T&
  1097. lw(18p) | cw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(21p) .
  1098.     Signal  transmitted  to DS    Inactive    Training seq.    Steady state    Steady state    Steady state    Inactive    
  1099. _
  1100. .T&
  1101. cw(51p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1102. Events                            
  1103. _
  1104. .T&
  1105. lw(18p) | lw(33p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1106. Source    Event                            
  1107. .T&
  1108. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1109. ET    FE1    LT2    /    /    /    /        \(em
  1110. .T&
  1111. lw(51p) | lw(177p) .
  1112. (activate reqst.)    
  1113. _
  1114. .T&
  1115. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1116. LT    DS  in\(hysynch.    /    FE3  LT3    \(em    \(em    \(em        /
  1117. _
  1118. .T&
  1119. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1120. LT    FE2    /                        
  1121. .T&
  1122. lw(51p) | lw(177p) .
  1123. No line activity    
  1124. .T&
  1125. lw(51p) | lw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1126. LSD  > False        \(em    \(em    \(em    \(em        LT1
  1127. _
  1128. .T&
  1129. lw(18p) | lw(33p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1130. NT1    [INFO 3]    /    /    FE4    \(em    \(em        /
  1131. .T&
  1132. lw(51p) | lw(27p) | lw(27p) | cw(21p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1133. Ready for data            LT4                
  1134. _
  1135. .T&
  1136. lw(18p) | lw(33p) | lw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1137. LT            FE7    FE7    FE7    FE7         
  1138. .T&
  1139. lw(51p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1140. DS loss of synchronisation    /    LT7    LT7    LT7    LT7        \(em
  1141. _
  1142. .T&
  1143. lw(18p) | lw(33p) | lw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | lw(21p) .
  1144. ET    FE5        FE7    FE7    FE7    FE7         
  1145. .T&
  1146. lw(51p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1147. deactivation request    /    LT7    LT7    LT7    LT7        \(em
  1148. _
  1149. .T&
  1150. lw(51p) | cw(27p) | cw(27p) | cw(21p) | cw(27p) | cw(27p) | lw(27p) | cw(21p) .
  1151. ET  Data valid    /    /    /    LT5    \(em        \(em
  1152. .TE
  1153. .LP
  1154. \(em
  1155. No change
  1156. .LP
  1157. /
  1158. Impossible
  1159. .LP
  1160. [ | 
  1161. Remote source event 
  1162. .LP
  1163. LSD
  1164. Line signal detect 
  1165. .nr PS 9
  1166. .RT
  1167. .ad r
  1168. \fBTableau VI\(hy4/G.961 [T41.961], p.\fR 
  1169. .sp 1P
  1170. .RT
  1171. .ad b
  1172. .RT
  1173. .sp 1P
  1174. .LP
  1175. VI.10.6\ \ \fIActivation times\fR 
  1176. .sp 9p
  1177. .RT
  1178. .PP
  1179. The \*Qcold start\*U and \*Qwarm start\*U times will be 120 ms\(+- | 0\ 
  1180. ms with all cable combinations permissible. This reliable and repeatable 
  1181. activation 
  1182. time is a result of the specific activation sequence specified in this SU32
  1183. standard.
  1184. .bp
  1185. .RT
  1186. .sp 2P
  1187. .LP
  1188. VI.11\ \ \fIJitter\fR 
  1189. .sp 1P
  1190. .RT
  1191. .PP
  1192. Jitter performance must be sufficient for the purpose of providing the 
  1193. clock for interface at the T\(hyreference point transmission function in 
  1194. accordance with Recommendation\ I.430.
  1195. .PP
  1196. The SU32 proposal features an orthogonal timing signal superimposed on 
  1197. the data. This leads to stable and low jitter digital phase locked loop 
  1198. timing circuitry being easily achieved. 
  1199. .RT
  1200. .sp 1P
  1201. .LP
  1202. VI.11.1 to V1.11.3
  1203. .sp 9p
  1204. .RT
  1205. .PP
  1206. For further study.
  1207. .RT
  1208. .sp 2P
  1209. .LP
  1210. VI.12\ \ \fITransmitter output characteristic of the NT or LT\fR 
  1211. .sp 1P
  1212. .RT
  1213. .sp 1P
  1214. .LP
  1215. VI.12.1\ \ \fIPulse amplitude\fR 
  1216. .sp 9p
  1217. .RT
  1218. .PP
  1219. The nominal pulse amplitude shall be zero to peak 1.8 volts. The
  1220. tolerance on this peak pulse amplitude shall be such that signal power and
  1221. amplitude vs. frequency spectrum performance is as specified
  1222. in\ \(sc\ VI.12.
  1223. .RT
  1224. .sp 1P
  1225. .LP
  1226. VI.12.2\ \ \fIPulse shape\fR 
  1227. .sp 9p
  1228. .RT
  1229. .PP
  1230. The pulse shape is determined by the pulse mask of
  1231. Figure\ VI\(hy3/G.961.
  1232. .RT
  1233. .LP
  1234. .rs
  1235. .sp 26P
  1236. .ad r
  1237. \fBFigure VI\(hy3/G.961, (N), p.\fR 
  1238. .sp 1P
  1239. .RT
  1240. .ad b
  1241. .RT
  1242. .sp 1P
  1243. .LP
  1244. VI.12.4\ \ \fIPower spectrum\fR 
  1245. .sp 9p
  1246. .RT
  1247. .PP
  1248. SU32 has a code spectrum modified by the conditional coding rule
  1249. compared to random ternary signalling. The theoretical power spectrum when
  1250. using SU32 having full width rectangular pulse shaping with transformer
  1251. coupling is given in Figure\ VI\(hy4/G.961.
  1252. .PP
  1253. Limits for the transmitted power spectral density are given in
  1254. Figure\ VI\(hy5/G.961.
  1255. .bp
  1256. .RT
  1257. .LP
  1258. .rs
  1259. .sp 27P
  1260. .ad r
  1261. \fBFigure VI\(hy4/G.961, (N), p.10\fR 
  1262. .sp 1P
  1263. .RT
  1264. .ad b
  1265. .RT
  1266. .LP
  1267. .rs
  1268. .sp 21P
  1269. .ad r
  1270. \fBFigure VI\(hy5/G.961, (N), p.11\fR 
  1271. .sp 1P
  1272. .RT
  1273. .ad b
  1274. .RT
  1275. .LP
  1276. .bp
  1277. .sp 1P
  1278. .LP
  1279.     \fIPower levels\fR 
  1280. .sp 9p
  1281. .RT
  1282. .PP
  1283. Signals sent to line must conform to the following criteria, under all 
  1284. operating conditions with 140\ ohms resistive termination: 
  1285. .RT
  1286. .LP
  1287.     a)
  1288.     The maximum total transmit power, averaged in any 1\ second
  1289. period must not exceed +11\ dBm.
  1290. .LP
  1291.     b)
  1292.     The maximum transmit power average in any 1 second period in
  1293. any 3\ kHz band, below 100\ kHz, must be less than 0\ dBm. This
  1294. limit extends down to DC (excluding power feed).
  1295. .LP
  1296.     c)
  1297.     The nominal recommended transmit power will be +9.5\ dBm with
  1298. a tolerance of \(+- | \ dB.
  1299. .sp 2P
  1300. .LP
  1301. VI.13\ \ \fITransmitter/receiver termination\fR 
  1302. .sp 1P
  1303. .RT
  1304. .sp 1P
  1305. .LP
  1306. VI.13.1\ \ \fIImpedance\fR 
  1307. .sp 9p
  1308. .RT
  1309. .PP
  1310. The nominal output/input impedance looking towards the NT shall be 140\ 
  1311. ohms. The nominal output/input impedance looking towards the LT shall be 
  1312. 140\ ohms.
  1313. .RT
  1314. .sp 1P
  1315. .LP
  1316. VI.13.2\ \ \fIReturn loss\fR 
  1317. .sp 9p
  1318. .RT
  1319. .PP
  1320. For further study.
  1321. .RT
  1322. .sp 1P
  1323. .LP
  1324. VI.13.3\ \ \fILongitudinal conversion loss\fR 
  1325. .sp 9p
  1326. .RT
  1327. .PP
  1328. The longitudinal conversion loss in the range 100\ Hz to 1.6\ times the 
  1329. symbol rate (fO) shall exceed 46\ dB. For a frequency 
  1330. 10\ MHz\ >\ \fIf\fR \ >\ 1.6\ \fIf\fR\d0\u,
  1331. the longitudinal loss shall exceed 46 \(em 40\ log (
  1332. \fIf\fR /1.6\ \fIf\fR\d0\u) dB or 24\ dB whichever is greater.
  1333. \v'2P'
  1334. .RT
  1335. .sp 2P
  1336. .LP
  1337. \fBSupplement\ No.\ 15\fR 
  1338. .RT
  1339. .sp 2P
  1340. .sp 1P
  1341. .ce 1000
  1342. \fBALMOST\(hyDIFFERENTIAL\ QUASI\(hyTERNARY\ CODE\ (ADQ\ CODE)\fR 
  1343. .EF '%    Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 15''
  1344. .OF '''Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 15    %'
  1345. .ce 0
  1346. .sp 1P
  1347. .ce 1000
  1348. (Referred to in Recommendation G.911, this Supplement is to be found on 
  1349. page 673 
  1350. .sp 9p
  1351. .RT
  1352. .ce 0
  1353. .sp 1P
  1354. .ce 1000
  1355. of Fascicle III.3 of the Orange Book, Geneva, 1977)
  1356. \v'2P'
  1357. .ce 0
  1358. .sp 1P
  1359. .sp 2P
  1360. .LP
  1361. \fBSupplement\ No.\ 27\fR 
  1362. .RT
  1363. .sp 2P
  1364. .sp 1P
  1365. .ce 1000
  1366. \fBINTERFERENCE\ FROM\ EXTERNAL\ SOURCES\fR 
  1367. .EF '%    Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 27''
  1368. .OF '''Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 27    %'
  1369. .ce 0
  1370. .sp 1P
  1371. .ce 1000
  1372. (Referred to in Recommendations G.221 and G.950;
  1373. this Supplement is to be found on page 346
  1374. .sp 9p
  1375. .RT
  1376. .ce 0
  1377. .LP
  1378. of Fascicle III.2 or on page 390 of Fascicle III.3 of the Red Book, Geneva, 
  1379. 1985.) 
  1380. .bp
  1381. .sp 1P
  1382. .ce 1000
  1383. .ce 0
  1384. .sp 1P
  1385. .sp 2P
  1386. .LP
  1387. \fBSupplement\ No.\ 34\fR 
  1388. .RT
  1389. .sp 2P
  1390. .sp 1P
  1391. .ce 1000
  1392. \fBTEMPERATURE\ IN\ UNDERGROUND\ CONTAINERS\ FOR\ THE\ INSTALLATION |
  1393. OF\ REPEATERS\fR 
  1394. .EF '%    Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 34''
  1395. .OF '''Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 34    %'
  1396. .ce 0
  1397. .sp 1P
  1398. .ce 1000
  1399. \fI(Melbourne, 1988)\fR 
  1400. .sp 9p
  1401. .RT
  1402. .ce 0
  1403. .sp 1P
  1404. .ce 1000
  1405. (see Recommendation G.950)
  1406. .sp 9p
  1407. .RT
  1408. .ce 0
  1409. .sp 1P
  1410. .LP
  1411. \fB1\fR     \fBGeneral\fR 
  1412. .sp 1P
  1413. .RT
  1414. .PP
  1415. This Supplement consists of two parts: A and B.
  1416. .PP
  1417. \fIPart A\fR  | (source: Federal Republic of Germany) informs about the
  1418. ground temperature taken from meteorological sources in most regions of the
  1419. world, and shows the seasonal variations as a function of the depth (in the
  1420. Federal Republic of Germany).
  1421. .PP
  1422. \fIPart B\fR  | (source: Italy) gives guidelines for the calculation of 
  1423. the ground temperature in the container, depending, \fIinter alia\fR , 
  1424. from the 
  1425. atmospheric temperature, the depth and the dissipation of the equipment 
  1426. in the container. 
  1427. .PP
  1428. Both parts give additionally some general information which is useful as 
  1429. a guidance for planning. 
  1430. .RT
  1431. .sp 2P
  1432. .LP
  1433. \fB2\fR     \fBPart A\fR 
  1434. .sp 1P
  1435. .RT
  1436. .sp 1P
  1437. .LP
  1438. 2.1
  1439.     \fIDefinition\fR 
  1440. .sp 9p
  1441. .RT
  1442. .PP
  1443. In the following, climatic conditions are discussed which are
  1444. relevant to small underground containers without any means for adjusting to
  1445. specific temperature conditions. These containers are normally hermetically
  1446. closed and need not be opened e.g., for preventive maintenance. They can be
  1447. operated with or without gas pressure supervision or they may contain drying
  1448. agents.
  1449. .RT
  1450. .sp 1P
  1451. .LP
  1452. 2.2
  1453.     \fITemperature in underground containers\fR 
  1454. .sp 9p
  1455. .RT
  1456. .PP
  1457. The temperature in underground containers depends on the
  1458. temperature of the surrounding soil. Additionally, it is influenced by the
  1459. power dissipation of the installed equipment.
  1460. .PP
  1461. The ground temperature at various depths is well known for most of the 
  1462. regions of the world [1]. Figure\ 1 shows the seasonal variation of the 
  1463. ground temperature as a function of the long term mean value of the ground 
  1464. temperature. Examples of the variation of the temperature with time for a
  1465. period of 1\ year is shown in Figure\ 2. The yearly minimum and maximum
  1466. temperatures as a function of the depth are plotted in Figure\ 3. Figures\ 2
  1467. and\ 3 are examples only for a specific region in Germany (Federal Republic 
  1468. of) and for sandy soil. 
  1469. .RT
  1470. .LP
  1471. .rs
  1472. .sp 16P
  1473. .ad r
  1474. \fBFigure 1, (N), p.12\fR 
  1475. .sp 1P
  1476. .RT
  1477. .ad b
  1478. .RT
  1479. .LP
  1480. .bp
  1481. .LP
  1482. .rs
  1483. .sp 27P
  1484. .ad r
  1485. \fBFigure 2, (N), p.13\fR 
  1486. .sp 1P
  1487. .RT
  1488. .ad b
  1489. .RT
  1490. .LP
  1491. .rs
  1492. .sp 21P
  1493. .ad r
  1494. \fBFigure 3, (N), p.14\fR 
  1495. .sp 1P
  1496. .RT
  1497. .ad b
  1498. .RT
  1499. .LP
  1500. .bp
  1501. .PP
  1502. The composition of the soil has a significant effect on the
  1503. temperature and its variation with time. It should be noted that this variation 
  1504. occurs slowly, depending on the composition of the soil and on the depth. 
  1505. .PP
  1506. The mean value of the temperature in the container is the same as that 
  1507. of the ground, if the possible increase caused by the heat generated by 
  1508. the 
  1509. power dissipation of the equipment is neglected. Variations of the air
  1510. temperature cause variations of the temperature in the container, but with a
  1511. time delay, and with an attenuation of the amplitude depending on the design 
  1512. of the container. 
  1513. .RT
  1514. .sp 1P
  1515. .LP
  1516. 2.3
  1517.     \fIConclusion\fR 
  1518. .sp 9p
  1519. .RT
  1520. .PP
  1521. The temperature in small underground containers e.g., for the
  1522. installation of remote power\(hyfed repeaters depends on the geographical 
  1523. region, the composition of the soil, the depth of installation and the 
  1524. power 
  1525. dissipation of the installed equipment.
  1526. .PP
  1527. The humidity within the container is independent of external
  1528. influences and can be controlled by suitable means, if necessary.
  1529. .RT
  1530. .sp 2P
  1531. .LP
  1532. \fB3\fR     \fBPart B\fR 
  1533. .sp 1P
  1534. .RT
  1535. .sp 1P
  1536. .LP
  1537. 3.1
  1538.     \fITemperature in underground housing containing high dissipation\fR 
  1539. \fIequipment\fR 
  1540. .sp 9p
  1541. .RT
  1542. .PP
  1543. The temperature in the underground housing depends on the
  1544. temperature of the surrounding soil, its composition and on the amount 
  1545. of power dissipated in the equipment. 
  1546. .RT
  1547. .PP
  1548. 3.1.1
  1549. The temperature in the soil at different depths can be directly
  1550. measured at the site or can be calculated from seasonal mean temperature 
  1551. of the site (at ground level) taking into account thermal resistivity and 
  1552. diffusity of the soil. 
  1553. .PP
  1554. Short term variations, like daily excursions, are rapidly damped and become 
  1555. negligible at a depth greater than 0.3\ m so that only seasonal 
  1556. variation diffuses farther in the ground.
  1557. .PP
  1558. Of course such variations too are attenuated and delayed following the 
  1559. depth and the soil composition. 
  1560. .RT
  1561. .PP
  1562. 3.1.2
  1563. The heat generated by equipment dissipation in the housing is
  1564. transferred via housing walls into surrounding soil thus disturbing the
  1565. existing temperature field and determining a local gradient which decreases
  1566. with the distance from housing walls.
  1567. .PP
  1568. In order to evaluate the maximum annual temperature in the housing it is 
  1569. advisable to define a mathematical model of the heat transmission and 
  1570. solve it for the conditions imposed by the site climate, the soil nature, 
  1571. the power consumption,\ etc. 
  1572. .PP
  1573. The relevant calculation can be handled by computer making it possible 
  1574. to rapidly investigate the effect of the different parameters. 
  1575. .PP
  1576. In critical condition, that is in soil of poor characteristics,
  1577. advantage can be taken putting around the housing a backfilling material of
  1578. good thermal conductivity. The effect of such an action can be previously
  1579. verified by computer.
  1580. .RT
  1581. .sp 2P
  1582. .LP
  1583. 3.2
  1584.     \fIGuidelines of the calculus\fR 
  1585. .sp 1P
  1586. .RT
  1587. .PP
  1588. The heat transmission from the atmosphere to the soil is described by the 
  1589. equation 
  1590. \v'6p'
  1591. .RT
  1592. .ad r
  1593. .ad b
  1594. .RT
  1595. .LP
  1596. where
  1597. .LP
  1598.     A
  1599.     Mean value of the atmospheric temperature
  1600. .LP
  1601.     B
  1602.     Amplitude of the thermal oscillation at the ground surface
  1603. .LP
  1604.     \(*g
  1605.     Coefficient of diffusion
  1606. .LP
  1607.     \fIy\fR     Depth
  1608. .PP
  1609. The temperature is a function of the time and depth only and the resulting 
  1610. field has horizontal isothermal surfaces. 
  1611. .PP
  1612. The power dissipated in the housing determines a heat flux on the
  1613. walls of the container and a two\(hydimensional thermal field in the soil.
  1614. .bp
  1615. .PP
  1616. The relevant equation is the
  1617. \v'6p'
  1618. .RT
  1619. .ad r
  1620. .ad b
  1621. .RT
  1622. .LP
  1623. where
  1624. .LP
  1625.     \fIF\fR \ (\fIx\fR ,\fIy\fR ,\fIt\fR )
  1626.     takes into account the
  1627. presence
  1628. of thermal sources in the soil
  1629. .LP
  1630.     C
  1631.     Specific heat of the soil
  1632. .LP
  1633.     \(*z
  1634.     Density of the soil
  1635. .LP
  1636.     k
  1637.     Thermal conductivity of the soil.
  1638. .PP
  1639. The problem can be further simplified neglecting the
  1640. term\ 
  1641. @ { (*d\fIT\fR } over { (*d\fIt\fR } @ .
  1642. .PP
  1643. In fact the temperature in the soil is subjected to a slow variation and 
  1644. can be considered as steady in the short period. 
  1645. .PP
  1646. Solve the equation
  1647. \v'6p'
  1648. .RT
  1649. .ad r
  1650. .ad b
  1651. .RT
  1652. .LP
  1653. and introducing the \*Qinitial condition\*U of the (1) for the considered 
  1654. time, the temperature distribution in the soil can be plotted in a discrete 
  1655. number of 
  1656. points.
  1657. .PP
  1658. The centreline temperature in the housing is calculated from heat transfer 
  1659. relationships for natural convection on vertical walls: 
  1660. Nu\ =\ M.\ (G
  1661. r
  1662.  | (mu | r)\uN\d where NU\ =\ Nusselt number;
  1663. GR\ =\ Grashof number; Pr\ =\ Prandtl number; M, N are constants to be 
  1664. empirically determined. 
  1665. .PP
  1666. An example of calculated thermal field is given in Figure\ 4 where the 
  1667. isothermal lines substitute the local temperature values plotted by 
  1668. computer.
  1669. .RT
  1670. .LP
  1671. .rs
  1672. .sp 27P
  1673. .ad r
  1674. \fBFigure 4, (N), p.\fR 
  1675. .sp 1P
  1676. .RT
  1677. .ad b
  1678. .RT
  1679. .LP
  1680. .bp
  1681. .sp 2P
  1682. .LP
  1683. 3.3
  1684.     \fIConclusion\fR 
  1685. .sp 1P
  1686. .RT
  1687. .PP
  1688. The temperature in the underground housing depends on site climate, type 
  1689. of soil, depth, time of the year, equipment dissipation. 
  1690. .PP
  1691. A mathematical analysis of the heat transmission makes it possible to evaluate 
  1692. the maximum temperature in the housing taking into account the effect of 
  1693. the parameters involved. 
  1694. .PP
  1695. The use of selected backfilling material can be considered and the
  1696. resulting effect evaluated.
  1697. .RT
  1698. .ce 1000
  1699. HOUSING\ TYPE\ :\ CAI/24
  1700. .sp 1P
  1701. .RT
  1702. .ce 0
  1703. .sp 1P
  1704. .ce 1000
  1705. Temperature at steady state (\(de | )
  1706. .sp 9p
  1707. .RT
  1708. .ce 0
  1709. .sp 1P
  1710. .ce 1000
  1711. Housing dimensions (m) \(es 0.85 h 0.9
  1712. .ce 0
  1713. .sp 1P
  1714. .LP
  1715.     Dissipated power (watt)
  1716.     \ 100
  1717. .sp 9p
  1718. .RT
  1719. .LP
  1720.     Month
  1721.     \ \ \ 8
  1722. .LP
  1723.     Mean temperature of the site (\(de | )
  1724.     \ \ 12.7 
  1725. .LP
  1726.     Amplitude of the thermal variation (\(de | )
  1727.     \ \ 11.7
  1728. .LP
  1729.     Thermal\ conductivity\ of\ the
  1730. soil\ (W\ m\uD\dlF261\u1\d K\uD\dlF261\u1\d)
  1731.     \ \ \ 0.44
  1732. .LP
  1733.     Density of the soil (kg | (mu | \uD\dlF261\u3\d)
  1734.     1550
  1735. .LP
  1736.     Specific heat of the soil
  1737. (J\ kg\uD\dlF261\u1\d K\uD\dlF261\u1\d)
  1738.     1255
  1739. .LP
  1740.     Thermal conductivity of the backfilling
  1741. material (W\ m\uD\dlF261\u1\d\ K\uD\dlF261\u1\d)
  1742.     \ \ \ 0.8
  1743. .LP
  1744.     Depth of the backfilling material (m)
  1745.     \ \ \ 0.4
  1746. .LP
  1747.     External radius of the backfilling material (m)
  1748.     \ \ \ 1.2
  1749. .sp 2P
  1750. .LP
  1751.     \fBReference\fR 
  1752. .sp 1P
  1753. .RT
  1754. .LP
  1755. [1]
  1756.      JEN\(hyHU\(hyCHANG: Ground Temperature, \fIBlue Hill Meteorological\fR 
  1757. \fIObservatory, Harward University\fR , 
  1758. Vol.\ I,\ II \(em Hilton\ 86,
  1759. Massachusetts,\ 1958.
  1760. .sp 2P
  1761. .LP
  1762.     \fBBibliography\fR 
  1763. .sp 1P
  1764. .RT
  1765. .LP
  1766. KREITH (F.): Principles of heat transfer, \fIInt. Textbook Co.\fR , Scr
  1767.     anton
  1768. Pa.
  1769. .LP
  1770. CARLSLAW JAEGER: Conduction of heat in solids, \fIOxford Press\fR .
  1771. .sp 2P
  1772. .LP
  1773. \fBSupplement\ No.\ 35\fR 
  1774. .RT
  1775. .sp 2P
  1776. .sp 1P
  1777. .ce 1000
  1778. \fBGUIDELINES\ CONCERNING\ THE\ MEASUREMENT\ OF\ WANDER\fR 
  1779. .EF '%    Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 35''
  1780. .OF '''Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 35    %'
  1781. .ce 0
  1782. .sp 1P
  1783. .ce 1000
  1784. (Contribution from United States of America, referred to in
  1785. .sp 9p
  1786. .RT
  1787. .ce 0
  1788. .sp 1P
  1789. .ce 1000
  1790. Recommendations G.812 and G.824)
  1791. .ce 0
  1792. .sp 1P
  1793. .LP
  1794.     \fBWander measurement methodology\fR 
  1795. .sp 1P
  1796. .RT
  1797. .PP
  1798. \fB
  1799. The purpose of this Supplement is to present one suitable method of verification 
  1800. of timing accuracy of clocks. Guidelines concerning the 
  1801. measurement of jitter are contained in Supplement No.\ 38 of the
  1802. O\(hySeries.
  1803. .RT
  1804. .sp 2P
  1805. .LP
  1806. \fB1\fR     \fBOutput wander measurement\fR 
  1807. .sp 1P
  1808. .RT
  1809. .sp 1P
  1810. .LP
  1811. 1.1
  1812.     \fISlave clock\fR 
  1813. .sp 9p
  1814. .RT
  1815. .PP
  1816. The measurement strategy is to be able to derive the values of the model 
  1817. parameters contained in the Annex to Recommendation\ G.812 for the slave 
  1818. clock under test. 
  1819. .PP
  1820. Once these parameter values have been obtained compliance with the
  1821. specifications contained in Recommendation\ G.812 may be verified.
  1822. .bp
  1823. .PP
  1824. To adequately characterize the performance of a slave clock a series of 
  1825. tests must be performed. In general, the test fall into the three categories 
  1826. of operation: 
  1827. .RT
  1828. .LP
  1829.     1)
  1830.     ideal operation;
  1831. .LP
  1832.     2)
  1833.     stressed operation;
  1834. .LP
  1835.     3)
  1836.     holdover operation.
  1837. .sp 1P
  1838. .LP
  1839. 1.1.1
  1840.     \fITest configuration\fR 
  1841. .sp 9p
  1842. .RT
  1843. .PP
  1844. The objective of the test procedure is to be able to estimate the parameters 
  1845. in the clock model described above for a given clock under test. The architecture 
  1846. for a clock testing arrangement is shown in Figure\ 1. The 
  1847. components and their interconnection are described next.
  1848. .RT
  1849. .LP
  1850. .rs
  1851. .sp 25P
  1852. .ad r
  1853. \fBFigure 1, (N), p.\fR 
  1854. .sp 1P
  1855. .RT
  1856. .ad b
  1857. .RT
  1858. .sp 1P
  1859. .LP
  1860. 1.1.1.1
  1861.     \fIReference clock\fR 
  1862. .sp 9p
  1863. .RT
  1864. .PP
  1865. The test configuration is designed to provide the clock under test with 
  1866. a primary rate digital reference timed from a stable reference oscillator. 
  1867. In clock testing, it is the relative phase\(hytime compared to the reference 
  1868. input that is critical 
  1869. .FS
  1870. In holdover testing, the longer term stability and drift of the reference 
  1871. oscillator is important. 
  1872. .FE
  1873. . Thus, the absolute accuracy of the reference input is not critical. What 
  1874. is important is that short\(hyterm 
  1875. instability of the reference oscillator be small to ensure low measurement
  1876. noise and a low background tracking error in the control loop of the clock
  1877. being tested.
  1878. .bp
  1879. .RT
  1880. .sp 1P
  1881. .LP
  1882. 1.1.1.2
  1883.     \fIDigital reference simulation\fR 
  1884. .sp 9p
  1885. .RT
  1886. .PP
  1887. The testing arrangement is designed to provide a primary rate
  1888. digital reference with impairment to the clock to allow for stress testing 
  1889. of the clock. To accomplish this a primary rate digital signal simulator 
  1890. and 
  1891. analyzer is employed that has the capability to be externally synchronized. 
  1892. For the 1544\ kHz primary rate digital signal 
  1893. .FS
  1894. The following discussion is
  1895. applicable in an analogous manner to the 2048\ kHz primary rate digital
  1896. signal.
  1897. .FE
  1898. a 1544\ kHz timing signal is supplied to the simulator/analyzer to control 
  1899. outgoing transmit timing. The 1544\ kHz signal is produced via a 
  1900. distribution amplifier and synthesizer line tap. This distribution arrangement 
  1901. allows one to develop multiple taps of timing signals synthesized from 
  1902. the 
  1903. 10\ MHz input from the reference oscillator. Each line tap is a dedicated
  1904. synthesizer producing the timing signal required. The jitter produced from
  1905. these synthesizers should be less than 1000\ ps rms.
  1906. .PP
  1907. The primary rate impairment simulator is programmed via an IEEE\ 488
  1908. control bus to produce the desired interruption events to stress the clock. 
  1909. The primary rate digital signal is next bridged through a jitter generator 
  1910. and 
  1911. receiver. The jitter generator is used to insert background jitter to the
  1912. digital signal. It is important to simulate a realistic level of background
  1913. jitter for several reasons. Primarily, when interruptions occur the background 
  1914. jitter can be a major source of phase build\(hyout error as the synchronization 
  1915. unit attempts to bridge the interruption. Secondly, the jitter transfer
  1916. characteristics of the clock can be evaluated.
  1917. .PP
  1918. The jitter generation unit is provided an external jitter modulation input. 
  1919. The jitter signal used is bandlimited white noise. A signal from a white 
  1920. noise source is filtered using a low pass single pole filter with 150\ 
  1921. Hz 3\ dB cutoff. The main reason for lowpass filtering the jitter is to 
  1922. avoid producing bit errors from high frequency alignment jitter. The jitter 
  1923. power should be set to reflect realistic jitter levels in the network. 
  1924. It is important that 
  1925. sinusoidal jitter be avoided as a test jitter input, as certain phase detection 
  1926. techniques are very insensitive to sinusoidal jitter. 
  1927. .RT
  1928. .sp 1P
  1929. .LP
  1930. 1.1.1.3
  1931.     \fIOutput timing signal recovery\fR 
  1932. .sp 9p
  1933. .RT
  1934. .PP
  1935. To test a clock, reference input is provided from the output of the jitter 
  1936. generator. To recover the output timing signal from the clock, an 
  1937. outgoing primary rate signal is selected from the unit controlled by the 
  1938. clock under test. This digital signal is connected to the receive portion 
  1939. of the 
  1940. Primary Rate Signal Simulator and Analyzer. In this unit the receiver timing
  1941. function is decoupled from the transmit timing used in the generator. The
  1942. receiver extracts a 4\ kHz frame timing signal from the input signal and
  1943. provides this timing signal at an external port. This 4\ kHz timing signal is
  1944. phase coherent with the outgoing timing from the clock under test.
  1945. .RT
  1946. .sp 1P
  1947. .LP
  1948. 1.1.1.4
  1949.     \fIPhase\(hytime data collection\fR 
  1950. .sp 9p
  1951. .RT
  1952. .PP
  1953. A counter is used to observe the relative phase\(hytime error of the output 
  1954. 4\ kHz timing signal compared to a reference 4\ kHz timing signal. The 
  1955. reference 4\ kHz timing signal is derived from the distribution amplifier and
  1956. synthesizer units. The synthesizer jitter in generating the 4\ kHz reference
  1957. signal is less than 1000\ ps. By performing the phase comparison at 4\ kHz the
  1958. observation range of phase variation is 250\ \(*ms. If care is given to start a
  1959. test near the centre of this range, there should not be a problem associated
  1960. with cycle slipping for all tests except holdover testing. However, even 
  1961. this range can be extended by resolving cycle slips in the data collection 
  1962. software.
  1963. .PP
  1964. In reality, the measurement resolution is limited by the intrinsic
  1965. jitter in the counter as well as trigger error. Experience has shown that 
  1966. the measurement resolution jitter can be maintained below 100\ ps rms with 
  1967. reasonable care given to cabling and trigger levels. More importantly, the
  1968. overall background jitter noise level can be checked prior to testing to
  1969. ensure proper performance. For the components used in the particular system
  1970. described, overall jitter levels of 1000\ ps rms are typically attainable. 
  1971. This is more than adequate for measuring the levels of phase stability 
  1972. expected from clocks. 
  1973. .bp
  1974. .RT
  1975. .sp 1P
  1976. .LP
  1977. 1.1.1.5
  1978.     \fIData collection\fR 
  1979. .sp 9p
  1980. .RT
  1981. .PP
  1982. An instrument control computer should be used to automate the
  1983. testing procedure and collect and analyze the phase\(hytime data. The control
  1984. computer is interfaced via an IEEE\ 488 bus to both the Counter and the 
  1985. Primary Rate Digital Signal Simulator and Analyzer. 
  1986. .PP
  1987. A key function of the control computer is to gather phase\(hytime data
  1988. from the counter. The instrument controller obtains a phase\(hytime sample from
  1989. the counter every 10\ seconds. The counter is programmed to average 4000\ 
  1990. samples over a 3\ second window and return the average to the controller. 
  1991. The resulting measurement bandwidth is 0.33\ Hz. The phase\(hytime data 
  1992. is processed in real\(hytime to obtain running estimates of the Allan variance 
  1993. for\ 10, 100, 1000 and\ 10 | 00 second observation intervals. The program 
  1994. also calculates a running estimate of the frequency departure and the drift. 
  1995. .RT
  1996. .sp 1P
  1997. .LP
  1998. 1.1.1.6
  1999.     \fIData analysis\fR 
  2000. .sp 9p
  2001. .RT
  2002. .PP
  2003. The objective of the data analysis is to estimate from the data the parameters 
  2004. associated with the clock model. From the Allan variance data, one can 
  2005. determine the presence of either the white noise PM or white noise FM 
  2006. components expected from the model. The frequency departure estimator is the
  2007. y\db\\di\\da\\ds\uterm in the model, and the drift estimator\ D is the drift
  2008. component in the model.
  2009. .RT
  2010. .sp 1P
  2011. .LP
  2012. 1.1.2
  2013.     \fIBasic technique and procedure\fR 
  2014. .sp 9p
  2015. .RT
  2016. .PP
  2017. This paragraph contains the basic techniques and procedures for
  2018. testing the three categories of slave clock operation. Appendix\ I provides
  2019. examples of the application of these test using actual measurement
  2020. data.
  2021. .RT
  2022. .sp 1P
  2023. .LP
  2024. 1.1.2.1
  2025.     \fIIdeal operation\fR 
  2026. .sp 9p
  2027. .RT
  2028. .PP
  2029. The purpose of this testing is to obtain a baseline performance
  2030. metric for a clock. The model predicts that clocks under ideal conditions
  2031. should produce a white noise PM phase instability. This white noise PM 
  2032. should be small as it represents the best case performance of a clock (clearly 
  2033. less 
  2034. than 1\ \(*ms based on current MRTIE output requirements). It should be 
  2035. measured in the presence of realistic levels of jitter to assure acceptable 
  2036. jitter 
  2037. transfer.
  2038. .PP
  2039. In the standard test procedure described, the bandwidth of the
  2040. measurement is 0.33\ Hz. In some clock designs, there is significant noise
  2041. between this 0.33\ Hz cutoff and the 10\ Hz cutoff associated with jitter. 
  2042. It is important to evaluate the jitter in this band. This could be accomplished 
  2043. by 
  2044. developing an additional measurement program to capture this fast wander
  2045. data.
  2046. .RT
  2047. .sp 1P
  2048. .LP
  2049. 1.1.2.2
  2050.     \fIStressed operation\fR 
  2051. .sp 9p
  2052. .RT
  2053. .PP
  2054. This area of testing is critically important to adequately evaluate clocks. 
  2055. The difficulty in this testing is selection of the appropriate 
  2056. disruption events. For some clocks any event that appears as a severely 
  2057. errored second will produce a phase build\(hyout event. In some clocks 
  2058. any outage or 
  2059. spurious noise spikes will perturb a counter in the phase detection producing 
  2060. a spurious phase hit which may or may not be phase built\(hyout depending 
  2061. on its 
  2062. severity. On the other hand, clocks can be designed to observe the framing
  2063. pulse position to extract phase. In such clocks, an interruption need not
  2064. produce a phase build\(hyout event unless there is an actual shift in the 
  2065. framing pulse position (for example a protection switch event). 
  2066. .PP
  2067. It is proposed that one stress test which should be performed is to
  2068. simulate an SES event with a short outage (100\ ms) at a rate of 10\ SES 
  2069. per day in the presence of background input jitter. Typically an outage 
  2070. of this 
  2071. magnitude will force a clock to attempt to phase build\(hyout without switching
  2072. references. An example of this stress test is given in the next section and
  2073. should serve to clarify the concepts and the significance of the results.
  2074. .PP
  2075. Other stress inputs should also be considered in evaluating a
  2076. clock.
  2077. .RT
  2078. .LP
  2079.     \(em
  2080.     \fIError bursts\fR  |  An error burst can be simulated in
  2081. which the underlying timing waveform is not perturbed. Under
  2082. this condition, it would be advantageous for a clock not to
  2083. phase build\(hyout. Such a test would gain in importance if it is
  2084. determined that the majority of error burst events are actually
  2085. pure data errors with no perturbation in timing.
  2086. .bp
  2087. .LP
  2088.     \(em
  2089.     \fIPhase bit\fR  |  Phase hits are produced by protection
  2090. activity, as well as from other clocks. Phase hits are
  2091. interruption events that should either force a phase build\(hyout
  2092. event or inadvertently be followed by the clock. In either case
  2093. they will degrade a clock's performance. This is an area for
  2094. further study.
  2095. .LP
  2096.     \(em
  2097.     \fIRestart events\fR  |  Restart events are a phenomena
  2098. associated with certain clocks. A restart event is associated
  2099. with a clock giving up its current state, and defaulting back
  2100. to its initial conditions. The results are a transient event
  2101. which can be significant. Restart events should not happen
  2102. during normal clock operation, and thus should not likely be
  2103. included in a general clock testing plan. However, it is
  2104. important that the behaviour be better understood and
  2105. controlled.
  2106. .LP
  2107.     \(em
  2108.     \fIFrequently hit\fR  |  It is important that clocks do not
  2109. follow references that exhibit large frequency hits. However the
  2110. ability to detect frequency hits is closely tied to the
  2111. selection of the tracking bandwidth of a given clock PLL. The
  2112. solution to the problem will depend on the degree to which the
  2113. bandwidth of various clocks in a network can be
  2114. standardized.
  2115. .sp 1P
  2116. .LP
  2117. 1.1.2.3
  2118.     \fIHoldover operation\fR 
  2119. .sp 9p
  2120. .RT
  2121. .PP
  2122. In holdover testing, the objective is to estimate the initial
  2123. frequency offset (y\db\\di\\da\\ds\u) and the Drift (D) of the clock model. 
  2124. The initial frequency offset is dependent on the accuracy of the frequency 
  2125. estimate obtained in the control loop, and the frequency settability of 
  2126. the local 
  2127. oscillator. It is important to test holdover from a reasonable stress condition 
  2128. prior to holdover to capture the control loops capability of obtaining 
  2129. an 
  2130. accurate frequency estimate.
  2131. .PP
  2132. In determining the drift estimate, one critical factor for quartz
  2133. oscillators is that it typically takes observation intervals lasting over 
  2134. days to obtain a statistically significant drift estimator. This is a hard 
  2135. reality that cannot be avoided. In addition, attention must be placed on 
  2136. the 
  2137. temperature conditions maintained during the test. This is a subject for
  2138. further study.
  2139. .RT
  2140. .sp 2P
  2141. .LP
  2142. 1.2
  2143.     \fIPrimary reference clock\fR 
  2144. .sp 1P
  2145. .RT
  2146. .PP
  2147. This section requires further study.
  2148. .RT
  2149. .ce 1000
  2150. APPENDIX\ I
  2151. .ce 0
  2152. .ce 1000
  2153. (to Supplement No. 35)
  2154. .sp 9p
  2155. .RT
  2156. .ce 0
  2157. .ce 1000
  2158. \fBExample applications\fR 
  2159. .sp 1P
  2160. .RT
  2161. .ce 0
  2162. .PP
  2163. This section presents the results of the application of some of
  2164. the testing procedures for two clocks. It is important to point out that the
  2165. two clocks tested have different internal architectures. The main result 
  2166. of the tests is that the model for clock performance was supported. This 
  2167. model can be summarized as follows: 
  2168. .sp 1P
  2169. .RT
  2170. .LP
  2171.     1)
  2172.     For short observation intervals outside the tracking
  2173. bandwidth of the PLL, the stability of the output timing signal
  2174. is determined by the short\(hyterm stability of the local
  2175. synchronizer time base.
  2176. .LP
  2177.     2)
  2178.     In the absence of reference disruptions, the stability of
  2179. the output timing signal behaves as a white noise PM process as
  2180. the observation period is increased to be within the tracking
  2181. bandwidth of the PLL.
  2182. .LP
  2183.     3)
  2184.     In the presence of disruptions, the stability of the output
  2185. timing signal behaves as a white noise FM process as the
  2186. observation period is increased to be within the tracking
  2187. bandwidth of the PLL.
  2188. .LP
  2189.     4)
  2190.     In the presence of disruptions, the output timing signal
  2191. may incur a systematic frequency offset with respect to the
  2192. reference. This results from a bias in the phase build\(hyout when
  2193. reference is restored.
  2194. .PP
  2195. The specific test results are described below.
  2196. .bp
  2197. .sp 2P
  2198. .LP
  2199. I.1
  2200.     \fILocal clock evaluation\fR 
  2201. .sp 1P
  2202. .RT
  2203. .PP
  2204. The results described in this section are for actual performance
  2205. data.
  2206. .RT
  2207. .sp 1P
  2208. .LP
  2209. I.1.1
  2210.     \fIUnstressed primary rate input tests\fR 
  2211. .sp 9p
  2212. .RT
  2213. .PP
  2214. The first test performed was to evaluate the timing signal output under 
  2215. ideal reference input conditions. The primary rate reference input is 
  2216. produced by the generator timed from the Caesium reference. The jitter 
  2217. outside the tracking bandwidth of the stratum 3\ PLL is much less than 
  2218. 1\ ns. Typically, 300\ ps as measured by the counter. 
  2219. .PP
  2220. For this test, the jitter test set was bypassed, and the primary rate from 
  2221. the primary rate simulator and analyzer was fed directly into the 
  2222. synchronizer. The test was run for 67\ hours. The results are presented in
  2223. Figure\ I\(hy1. The square root of the Allan variance is plotted vs. observation 
  2224. time. The data points marked by triangles apply to this test.
  2225. .PP
  2226. The test results are consistent with the model. For observation times outside 
  2227. the tracking bandwidth of this PLL (less than 60\ seconds), the Allan 
  2228. variance indicated a white FM noise resulting from the local quartz oscillator. 
  2229. As the observation time increases, the PLL tracks the reference and the 
  2230. noise process converges to white FM. 
  2231. .PP
  2232. The magnitude of the white PM noise is 85\ ns rms. One component of
  2233. this noise is the rms time error of the oscillator in 60\ seconds (the 
  2234. bandwidth of this PLL is 1/60\ sec). In addition, there is a component 
  2235. resulting from the resolution of the phase detector. A phenomena that arises 
  2236. in digital loops is that the phase error can make excursions of at least 
  2237. one bit in either 
  2238. direction of the nominal setpoint. This effect is reduced when the input has
  2239. jitter on the order of a phase detector bit.
  2240. .RT
  2241. .sp 1P
  2242. .LP
  2243. I.1.2
  2244.     \fIStressed primary rate input test\fR 
  2245. .sp 9p
  2246. .RT
  2247. .PP
  2248. The purpose of this test is to emulate the behaviour of the
  2249. synchronizer under stress conditions that arise in actual networks. For this
  2250. test, a short outage event was produced under program control by the primary
  2251. rate simulator and analyzer every 15\ minutes. The outage events duration was
  2252. randomized with a uniform distribution over the range of 10\ to 100\ ms.
  2253. .PP
  2254. For this test, the jitter set was bypassed, and the primary rate
  2255. signal from the primary rate simulator and analyzer was fed directly into 
  2256. the synchronizer. The test was run for 50\ hours. The results are presented 
  2257. in 
  2258. Figure\ I\(hy1. The square root of the Allan variance is plotted vs. observation 
  2259. time. The data points marked by plus signs apply to this test.
  2260. .RT
  2261. .sp 1P
  2262. .LP
  2263. I.1.2.1
  2264.     \fIAllan variance results\fR 
  2265. .sp 9p
  2266. .RT
  2267. .PP
  2268. The test results are consistent with the model. For observation
  2269. times outside the tracking bandwidth of this PLL (less than 60\ seconds), the
  2270. Allan variance indicates a white FM noise resulting from the local quartz
  2271. oscillator. As the observation time increases, the PLL is experiencing a
  2272. disruption every 900\ seconds. The residual phase build\(hyout error accumulates 
  2273. and produces a random walk in phase (white noise FM). The build\(hyout 
  2274. error per disruption is calculated as 180\ ns\ rms. 
  2275. .RT
  2276. .sp 1P
  2277. .LP
  2278. I.1.2.2
  2279.     \fISystematic frequency offset\fR 
  2280. .sp 9p
  2281. .RT
  2282. .PP
  2283. The stress test data shows a statistically significant frequency
  2284. offset. The frequency offset over the 50\ hour test was 3\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u1\d. 
  2285. Given the white FM noise, the rms error is 1.5\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u1\d. 
  2286. These numbers reflect a bias error in the phase build\(hyout in the range 
  2287. of 15\ to 45\ ns. Such bias errors in clocks result in frequency offsets. 
  2288. The implications of this is that to some extent all clocks in a network 
  2289. operate plesiochronously. Given a worse case level of disruption of ten 
  2290. per day the resulting frequency offset is of the order of parts in\ 10\u1\d\u2\d. 
  2291. .bp
  2292. .RT
  2293. .LP
  2294. .rs
  2295. .sp 35P
  2296. .ad r
  2297. \fBFigure I\(hy1, (N), p.17\fR 
  2298. .sp 1P
  2299. .RT
  2300. .ad b
  2301. .RT
  2302. .sp 1P
  2303. .LP
  2304. I.1.2.3
  2305.     \fISignificance of stress test results\fR 
  2306. .sp 9p
  2307. .RT
  2308. .PP
  2309. To obtain a meaningful interpretation of the stress test results
  2310. one must consider the disruption level. In this test the disruption level 
  2311. was 100\ disruptions per day. This is an order of magnitude greater than 
  2312. what can be expected on actual primary rate links. In this particular PLL 
  2313. the build\(hyout 
  2314. error process is independent from one event to the next. This can be proven 
  2315. by testing at several disruption levels. The results indicated a rms error 
  2316. of 
  2317. 180\ ns per disruptions. Given 10\ disruptions per day the resulting daily rms
  2318. error is 570\ ns.
  2319. .RT
  2320. .sp 2P
  2321. .LP
  2322. I.2
  2323.     \fITransit clock evaluation\fR 
  2324. .sp 1P
  2325. .RT
  2326. .PP
  2327. The results described in this section are for actual performance
  2328. data.
  2329. .RT
  2330. .sp 1P
  2331. .LP
  2332. I.2.1
  2333.     \fIUnstressed primary rate input test\fR 
  2334. .sp 9p
  2335. .RT
  2336. .PP
  2337. The first test performed was to evaluate the timing signal output under 
  2338. ideal reference input conditions. The primary rate reference input is 
  2339. produced by the primary rate simulator and analyzer timed from the Caesium
  2340. reference. The jitter outside the tracking bandwidth of the stratum\ 3 PLL is
  2341. much less than 1\ ns. Typically, 300\ ps as measured by the counter.
  2342. .bp
  2343. .PP
  2344. For this test, the jitter test set was included. The jitter test set was 
  2345. given an external jitter modulation input. The jitter signal was band 
  2346. limited white noise. A single pole filter was employed with a 150\ Hz 3\ dB
  2347. cutoff. The jitter was low passed filter to avoid producing framing errors
  2348. resulting from high frequency alignment jitter. The external signal was
  2349. adjusted to achieve a peak\(hyto\(hypeak jitter level of 1.5\ \(*ms. The 
  2350. test was run for 23\ hours. The results are presented in Figure\ I\(hy2. 
  2351. The square root of the Allan variance is plotted vs. observation time. 
  2352. The data points marked by triangles apply to this test. 
  2353. .PP
  2354. The test results are consistent with the model. For observation times outside 
  2355. the tracking bandwidth of this PLL (less than 450\ seconds), the Allan 
  2356. variance indicated a white FM noise resulting from the local quartz oscillator. 
  2357. As the observation time increases, the PLL tracks the reference and the 
  2358. noise process converges to white PM. 
  2359. .PP
  2360. The magnitude of the white PM noise is 6\ ns rms. This is an
  2361. exceptionally good number and results from the tight time constant for 
  2362. the loop (450\ seconds). In this case the input jitter prevents the edge 
  2363. jumping 
  2364. effects.
  2365. .RT
  2366. .LP
  2367. .rs
  2368. .sp 35P
  2369. .ad r
  2370. \fBFigure I\(hy2, (N), p.\fR 
  2371. .sp 1P
  2372. .RT
  2373. .ad b
  2374. .RT
  2375. .LP
  2376. .bp
  2377. .sp 1P
  2378. .LP
  2379. I.2.2
  2380.     \fIStressed primary rate input test\fR 
  2381. .sp 9p
  2382. .RT
  2383. .PP
  2384. The purpose of this test is to emulate the behaviour of the
  2385. synchronizer under stress conditions that arise in actual networks. For this
  2386. test, a short outage event was produced under program control by the primary
  2387. rate simulator and analyzer every 30\ minutes. The outage events duration was
  2388. randomized with a uniform distribution over the range of 10\ to 100\ ms.
  2389. .PP
  2390. For this test, the jitter test set was included. The jitter test set was 
  2391. given an external jitter modulation input. The jitter signal was 
  2392. bandlimited white noise. A single pole filter was employed with a 150\ 
  2393. Hz 3\ dB cutoff. The jitter was low passed filter to avoid producing framing 
  2394. errors 
  2395. resulting from high frequency alignment jitter. The external signal was
  2396. adjusted to achieve a peak\(hyto\(hypeak jitter level of 1.5\ \(*ms. The 
  2397. test was run for 70\ hours. The results are presented in Figure\ I\(hy2. 
  2398. The square root of the Allan variance is plotted vs. observation time. 
  2399. The data points marked by plus signs apply to this test. 
  2400. .RT
  2401. .sp 1P
  2402. .LP
  2403. I.2.2.1
  2404.     \fIAllan variance results\fR 
  2405. .sp 9p
  2406. .RT
  2407. .PP
  2408. The test results are consistent with the model. For observation
  2409. times outside the tracking bandwidth of this PLL (less than 450\ seconds), 
  2410. the Allan variance indicated a white FM noise resulting from the local 
  2411. quartz 
  2412. oscillator. As the observation time increases, the PLL is experiencing a
  2413. disruption every 1800\ seconds. The residual phase build\(hyout error accumulates 
  2414. and produces a random walk in phase (white noise FM). The build\(hyout 
  2415. error per disruption is calculated at 34\ ns rms. A contributor to this 
  2416. error is the input primary rate jitter. The algorithm averages the input 
  2417. to improve the estimate of the phase error to build\(hyout. 
  2418. .RT
  2419. .sp 1P
  2420. .LP
  2421. I.2.2.2
  2422.     \fISystematic frequency offset\fR 
  2423. .sp 9p
  2424. .RT
  2425. .PP
  2426. The stress test data shows a statistically insignificant frequency offset. 
  2427. The frequency offset over the 70\ hour test was 6\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u3\d. 
  2428. Given the white FM noise, the rms error is 1.5\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u2\d. 
  2429. Given this 
  2430. uncertainty, there is no indication of a bias in the data. In the worse case
  2431. the bias should not be more than the uncertainty level of
  2432. 1.5\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u2\d.
  2433. .RT
  2434. .sp 1P
  2435. .LP
  2436. I.2.2.3
  2437.     \fISignificance of stress test results\fR 
  2438. .sp 9p
  2439. .RT
  2440. .PP
  2441. To obtain a meaningful interpretation of the stress test results
  2442. one must consider the disruption level. In this test the disruption level 
  2443. was 48\ disruptions per day. This is five times greater than what can be 
  2444. expected on actual primary rate links. In this particular PLL the build\(hyout 
  2445. error process should be independent from one event to the next based on 
  2446. a knowledge of the 
  2447. PLL design. This can be proven by testing at several disruption levels. The
  2448. results indicated an rms error of 34\ ns per disruption. Given 10\ disruptions
  2449. per day, the resulting daily rms error is 100\ ns.
  2450. .RT
  2451. .sp 2P
  2452. .LP
  2453. I.3
  2454.     \fIAllan variance confidence limits\fR 
  2455. .sp 1P
  2456. .RT
  2457. .PP
  2458. Sample variances (like sample Allan variances) are distributed as chi\(hysquare. 
  2459. Based on J.\ Barnes work described in\ [1], the confidence interval for 
  2460. the Allan variance can be determined assuming a given noise process. In 
  2461. calculating the sample Allan variances a complete overlap of lag intervals 
  2462. was used. This is the most efficient use of data. However, it is incorrect 
  2463. to 
  2464. assume independence in overlapping samples when calculating confidence
  2465. intervals. This is described in complete detail in\ [1]. For brevity, the
  2466. methods for calculating the confidence interval described in reference\ 
  2467. [1] were employed. 
  2468. .PP
  2469. The 90% confidence factors for white PM noise are bounded within 0.9 and\ 
  2470. 1.1 for all lag times up to\ 10,000 assuming an observation period of a 
  2471. day. For white FM noise over a day observation interval the confidence 
  2472. factors were as follows. For 1000\ second lag interval the lower bound 
  2473. is\ 0.9, and the upper bound is\ 1.2. At\ 10 | 00 the confidence factors 
  2474. are\ 0.75 and\ 1.5. 
  2475. .bp
  2476. .PP
  2477. As an example of what these factors mean consider the white FM noise component 
  2478. in Figure\ I\(hy2 (plus sign tagged data). For the 10 | 00\ second lag, 
  2479. the square root of the sample variance is\ 8\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u2\d. 
  2480. The 90% confidence 
  2481. interval for the true variance is bounded by the confidence factors multiplied 
  2482. by the sample variance. This leads to the square root of the Allan variance 
  2483. being bounded between\ 6.9\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u1\d\u2\d and\ 9.8\ \(mu\ 
  2484. 10\uD\dlF261\u1\d\u2\d with a 90% confidence level. 
  2485. .RT
  2486. .sp 2P
  2487. .LP
  2488.     \fBReference\fR 
  2489. .sp 1P
  2490. .RT
  2491. .LP
  2492. [1]
  2493.     BARNES (J. | .): Data Analysis and Confidence Intervals,
  2494. \fINBS Time and Frequency Seminar Notes\fR , chapter\ 6, August,\ 1986.
  2495. .sp 2P
  2496. .LP
  2497. \fBSupplement\ No.\ 36\fR 
  2498. .RT
  2499. .sp 2P
  2500. .sp 1P
  2501. .ce 1000
  2502. \fBJITTER\ AND\ WANDER\ ACCUMULATION\ IN\ DIGITAL\ NETWORKS\fR 
  2503. .EF '%    Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 36''
  2504. .OF '''Fascicle\ III.5\ \(em\ Suppl.\ No.\ 36    %'
  2505. .ce 0
  2506. .sp 1P
  2507. .ce 1000
  2508. (Referred to in Recommendation G.824)
  2509. .sp 9p
  2510. .RT
  2511. .ce 0
  2512. .sp 1P
  2513. .PP
  2514. The present Supplement describes a model which has been used to
  2515. compute jitter/wander accumulation in digital networks arising from cascaded
  2516. digital regenerators and asynchronous digital multiplexes. This model does 
  2517. not include other sources of wander generation; e.g., environmental, disruptions 
  2518. in synchronization reference distribution,\ etc. 
  2519. .sp 1P
  2520. .RT
  2521. .sp 2P
  2522. .LP
  2523. \fB1\fR \fBJitter and wander accumulation \(em Digital regenerator component\fR 
  2524. .sp 1P
  2525. .RT
  2526. .PP
  2527. The most widely used model of regenerator jitter/wander
  2528. accumulation, attributed to Chapman\ [1], treats the regenerator as linear,
  2529. shift\(hyinvariant system. In order to compute the accumulated jitter/wander
  2530. after N cascaded regenerators, intrinsic regenerator jitter/wander is
  2531. categorized in terms of \*Qrandom\*U and \*Qsystematic\*U components. Chamzas 
  2532. model of regenerator jitter/wander accumulation\ [2] addresses how stochastic 
  2533. variations in regenerator retiming circuits affect jitter/wander accumulation. 
  2534. The results of this study demonstrate that use of the appropriate \fImean\fR 
  2535. jitter/wander 
  2536. transfer characteristic in the identical regenerator accumulation model,
  2537. summarized above, provides a very good estimate to jitter/wander accumulation 
  2538. computed assuming a stochastic variation of retiming circuits. 
  2539. .PP
  2540. Using Chapman's model for a chain of N \fIidentical\fR  | regenerators,
  2541. defining \fIH\fR\d1\u(\fIj\fR \(*w) as the jitter/wander transfer characteristic 
  2542. for one regenerator, and redefining the random and systematic components 
  2543. as 
  2544. completely uncorrelated and correlated components, respectively,
  2545. .RT
  2546. .LP
  2547.     \(em
  2548.     the power spectral density of the random jitter/wander
  2549. component is:
  2550. \v'6p'
  2551. .ad r
  2552. .ad b
  2553. .RT
  2554. .LP
  2555.     where ?71
  2556. $$Ei:\fIR\fR :\fIi\fR 1_ | is the constant, internally
  2557. generated, random (pattern independent plus uncorrelated pattern
  2558. dependent) jitter/wander power spectral density for one
  2559. regenerator.
  2560. .LP
  2561.     \(em
  2562.     the power spectral density of the systematic jitter/wander
  2563. component is:
  2564. \v'6p'
  2565. .ad r
  2566. .ad b
  2567. .RT
  2568. .LP
  2569.     where ?71
  2570. $$Ei:\fIS\fR :\fIi\fR 1_  | s the constant, internally
  2571. generated, systematic (correlated pattern dependent)
  2572. jitter/wander power spectral density for one regenerator.
  2573. ?71
  2574. $$Ei:\fIR\fR :\fIi\fR 1_ and ?71
  2575. $$Ei:\fIS\fR :\fIi\fR 1_ can be estimated from
  2576. practical measurements based upon the regenerator's
  2577. jitter/wander response to short and long word lengths from a
  2578. pattern generator, and correlation studies.
  2579. .PP
  2580. When there is no peaking in the regenerator jitter/wander transfer characteristic, 
  2581. the systematic jitter/wander accumulates much more rapidly than the random 
  2582. jitter/wander\ [1],\ [4],\ [5]; as a result, random jitter/wander 
  2583. accumulation is often ignored. However, for a large number of regenerators 
  2584. with peaking in the jitter/wander transfer characteristic, the total jitter/wander 
  2585. accumulation can be dominated by the random component. 
  2586. .bp
  2587. .sp 2P
  2588. .LP
  2589. \fB2\fR     \fBJitter and wander accumulation \(em Asynchronous digital multiplex
  2590. component\fR 
  2591. .sp 1P
  2592. .RT
  2593. .PP
  2594. With Gaussian input jitter/wander, having an rms amplitude of\ \(*s,
  2595. and double\(hysided power spectral density \(*h\fI\fI\d\fIi\fR\\d\fIn\fR\u\ (
  2596. \fIf\fR ),
  2597. the unfiltered multiplex intrinsic jitter/wander is given
  2598. by\ [6].
  2599. \v'6p'
  2600. .RT
  2601. .ad r
  2602. .ad b
  2603. .RT
  2604. .LP
  2605.     p
  2606.     Multiplexer stuffing ratio
  2607. .LP
  2608.     f
  2609.     jitter/wander frequency normalized by the multiplexer
  2610. maximum suffising frequency
  2611. .sp 2P
  2612. .LP
  2613. \fB3\fR     \fBMethod of combination\fR 
  2614. .sp 1P
  2615. .RT
  2616. .PP
  2617. Assuming that the jitter/wander accumulation from each component
  2618. part can be modeled by filtered Gaussian randam variables, the power spectrum 
  2619. and rms amplitude after each component part 
  2620. .FS
  2621. The following equations are
  2622. valid for both single\(hy and double\(hysided power spectra and corresponding
  2623. transfer characteristics.
  2624. .FE
  2625. is computed as the accumulation due to the
  2626. preceding parts according to the following rules\ [3]:
  2627. .RT
  2628. .LP
  2629.     i)
  2630.     The jitter/wander spectrum at the output of a chain of
  2631. regenerators is the power sum of the jitter/wander generated by
  2632. the regenerators (equations\ [1] and\ [2]) and any jitter/wander
  2633. at the input of the chain, appropriately filtered by the
  2634. equivalent jitter/wander transfer characteristic. Thus, for
  2635. input jitter/wander, \(*h\fI\fI\d\fIi\fR\\d\fIn\fR\u\ (\(*w), the output
  2636. jitter/wander, \(*h\fI\fI\d\fIo\fR\\d\fIu\fR\\d\fIt\fR\u\ (\(*w), is given by
  2637. \v'6p'
  2638. .ad r
  2639. .ad b
  2640. .RT
  2641. .LP
  2642.     ii)
  2643.     The jitter/wander spectrum at the output of a demultiplexer
  2644. is the power sum of the unfiltered intrinsic multiplex
  2645. jitter/wander and the accumulated higher rate input
  2646. jitter/wander, attenuated by the desynchronizer jitter/wander
  2647. transfer characteristic. Thus, if \(*h\fI\fI\d\fIi\fR\\d\fIn\fR\\d,\\d1\u\ 
  2648. (\(*w) 
  2649. is the unfiltered intrinsic multiplex jitter/wander
  2650. and \(*h\fI\fI\d\fIi\fR\\d\fIn\fR\\d,\\d2\u\ (\(*w) is the accumulated 
  2651. higher rate 
  2652. input jitter/wander, the output jitter/wander,
  2653. \(*h\fI\fI\d\fIo\fR\\d\fIu\fR\\d\fIt\fR\u\ (\(*w) is given by
  2654. \v'6p'
  2655. .ad r
  2656. .ad b
  2657. .RT
  2658. .LP
  2659.     where \fIr\fR  | is the ratio of the multiplexer output frequency to tributary
  2660. frequency, and \fIG\fR (\fIj\fR \(*w) represents the desynchronizer
  2661. jitter/wander transfer characteristic.
  2662. .bp
  2663. .sp 2P
  2664. .LP
  2665. \fB4\fR     \fBDefinition of peak\(hyto\(hypeak jitter/wander amplitude\fR 
  2666. .sp 1P
  2667. .RT
  2668. .PP
  2669. The probability that the jitter/wander exceeds a particular
  2670. threshold amplitude | | fIx\fR  |  \fIn\fR \ times in the time interval
  2671. (\fIt\fR , \fIt\fR \ +\ ?63\fIt\fR ) may be described by a Poisson density
  2672. function\ [3].
  2673. \v'6p'
  2674. .RT
  2675. .ad r
  2676. .ad b
  2677. .RT
  2678. .LP
  2679. where
  2680. \fIN\fR  | \fIx\fR )
  2681. is the average number of times/second that the threshold | | fIx\fR  |  
  2682. is exceeded. 
  2683. .PP
  2684. For Gaussian jitter/wander, with double\(hysided power spectral
  2685. density \(*h(\(*w), 
  2686. \fIN\fR  | \fIx\fR )
  2687. is given by\ [7]
  2688. \v'6p'
  2689. .ad r
  2690. .ad b
  2691. .RT
  2692. .PP
  2693. The probability that the jitter/wander doesn't exceed the
  2694. threshold during the time interval\ (\fIt\fR , \fIt\fR \ +\ ?63\fIt\fR ) is
  2695. \v'6p'
  2696. .ad r
  2697. .ad b
  2698. .RT
  2699. .LP
  2700. Solving for the threshold,
  2701. \v'6p'
  2702. .ad r
  2703. .ad b
  2704. .RT
  2705. .PP
  2706. If we assume that each time the threshold is crossed, an
  2707. undesirable event (impairment) may result, the mean time between impairments, 
  2708. MTBI, may be taken as 
  2709. \v'6p'
  2710. .ad r
  2711. .ad b
  2712. .RT
  2713. .LP
  2714. Thus, equation (9) may be expressed as
  2715. \v'6p'
  2716. .ad r
  2717. .ad b
  2718. .RT
  2719. .sp 2P
  2720. .LP
  2721.     \fBReferences\fR 
  2722. .sp 1P
  2723. .RT
  2724. .LP
  2725. [1]
  2726.     BYRNE (C. | .), KARAFIN (B. | .) and ROBINSON (D. | .) Jr.: Systematic
  2727. Jitter in a Chain of Digital Regenerators , \fIBell System Technical Journal\fR 
  2728. , 
  2729. November,\ 1983.
  2730. .LP
  2731. [2]
  2732.     CHAMZAS (C.) Accumulation of Jitter: A Stochastic Model, \fIAT&T\fR 
  2733. \fITechnical Journal\fR , Vol.\ 64, No.\ 1, January,\ 1985.
  2734. .LP
  2735. [3]
  2736.      BATES (R. | . | .): A model for Jitter Accumulation in Digital Networks, 
  2737. \fIGlobecom' 83\fR , pp.\ 145\(hy149,\ 1983. 
  2738. .LP
  2739. [4]
  2740.     TRISCHITTA (P. | .): Jitter\(hyAccumulation in Fiber Optic Systems,
  2741. \fIRutgers\fR , The State University of New Jersey, May,\ 1986.
  2742. .LP
  2743. [5]
  2744.      VARMA (E. | .) and WU (J.): \*QAnalysis of Jitter Accumulation in a Chain 
  2745. of PLL Timing Recovery Circuits\*U, \fIProceedings of the IEEE Globecom\fR 
  2746. , Vol.\ II, pp.\ 653\(hy657,\ 1982. 
  2747. .LP
  2748. [6]
  2749.     DUTTWEILER (D. | .): Waiting Time Jitter, \fIBell System Technical\fR 
  2750. \fIJournal\fR , Vol.\ 51, No.\ 1, pp.\ 165\(hy208,\ 1972.
  2751. .LP
  2752. [7]
  2753.     BENDAT (J. | .): Principles and Applications of Random Noise Theory,
  2754. \fIRobert E. Krieger Publishing Company\fR , Hungtington, New York,\ 1977.
  2755. .LP
  2756. .bp
  2757.